ІМПУЛЬСНИЙ БЛОК ЖИВЛЕННЯ НА TL494 І IR2110

В основу більшості автомобільних та мережевих перетворювачів напруги покладено спеціалізований контролер TL494 і оскільки він головний, було б не справедливо коротко не розповісти про принцип його роботи.
Контрлер TL494 є пластиковим корпусом DIP16 (є варіанти і в планарному корпусі, але в даних конструкціях він не використовується). Функціональна схема контролера наведено на рис.1.

Рисунок 1 – Структурна схема мікросхеми TL494.

Як видно з малюнка у мікросхеми TL494 дуже розвинені ланцюги управління, що дозволяє на її базі будувати перетворювачі практично під будь-які вимоги, але спочатку кілька слів про функціональні вузли контролера.
Ланцюги ІОНу та захисту від недонапруги живлення. Схема включається при досягненні живленням порога 5.5..7.0 (типове значення 6.4В). До цього моменту внутрішні шини контролю забороняють роботу генератора та логічної частини схеми. Струм холостого ходу при напрузі живлення +15В (вихідні транзистори відключені) не більше 10 мА. ІОН +5В (+4.75..+5.25 В, стабілізація по виходу не гірше +/- 25мВ) забезпечує струм до 10 мА. Уміщувати ІОН можна лише використовуючи npn-емітерний повторювач (див. TI стор. 19-20), але на виході такого "стабілізатора" напруга сильно залежатиме від струму навантаження.
Генераторвиробляє на часзадающем конденсаторі Сt (висновок 5) пилкоподібна напруга 0..+3.0В (амплітуда задана ІОНом) для TL494 Texas Instruments і 0...+2.8В для TL494 Motorola (чого ж чекати від інших?), відповідно для TI F =1.0/(RtCt), для Мотороли F=1.1/(RtCt).
Допустимі робочі частоти від 1 до 300 кГц, при цьому рекомендований діапазон Rt = 1...500кОм, Ct=470пФ...10мкФ. При цьому типовий температурний дрейф частоти становить (природно без урахування дрейфу навісних компонентів) +/-3%, а догляд частоти в залежності від напруги живлення - в межах 0.1% у всьому допустимому діапазоні.
Для дистанційного вимкнення генератора можна зовнішнім ключем замкнути вхід Rt (6) на вихід ІОНа, або замкнути Ct на землю. Вочевидь, опір витоку розімкнутого ключа має враховуватися за виборі Rt, Ct.
Вхід контролю фази спокою (шпаруватості) через компаратор фази спокою задає необхідну мінімальну паузу між імпульсами в плечах схеми. Це необхідно як недопущення наскрізного струму в силових каскадах поза ІС, так стабільної роботи тригера - час перемикання цифрової частини TL494 становить 200 нс. Вихідний сигнал дозволений тоді, коли пила на Cт перевищує напругу на вході керуючого 4 (DT). На тактових частотах до 150 кГц при нульовому керуючому напрузі фаза спокою = 3% періоду (еквівалентне зміщення керуючого сигналу 100...120 мВ), на великих частотах вбудована корекція розширює фазу спокою до 200...300 нс.
Використовуючи ланцюг входу DT, можна встановити фіксовану фазу спокою (R-R дільник), режим м'якого старту (R-C), дистанційне вимкнення (ключ), а також використовувати DT як лінійний керуючий вхід. Вхідний ланцюг зібраний на pnp-транзисторах, тому вхідний струм (до 1.0 мкА) витікає з ІС, а не втікає в нього. Струм досить великий, тому слід уникати високоомних резисторів (не більше 100 кОм). На TI, стор. 23 наведено приклад захисту від перенапруги з використанням 3-вивідного стабілітрона TL430 (431).
Підсилювачі помилки - Власне, операційні підсилювачі з Ку = 70 ... 95дБ по постійному напрузі (60 дБ для ранніх серій), Ку = 1 на 350 кГц. Вхідні ланцюги зібрані на pnp-транзисторах, тому вхідний струм (до 1.0 мкА) випливає з ІС, а не втікає в неї. Струм досить великий для ОУ, напруга усунення теж (до 10мВ) тому слід уникати високоомних резисторів у керуючих ланцюгах (трохи більше 100 кОм). Зате завдяки використанню pnp-входів діапазон вхідної напруги - від -0.3В до Vживлення-2В
З використанням RC частотнозависимой ОС слід пам'ятати, що вихід підсилювачів - фактично однотактний (послідовний діод!), отже заряджати ємність (вгору) він зарядить, а вниз - розряджати буде довго. Напруга на цьому виході знаходиться в межах 0..+3.5В (трохи більше розмаху генератора), далі коефіцієнт напруги різко знижується і приблизно при 4.5В на виході підсилювачі насичуються. Аналогічно, слід уникати низькоомних резисторів у ланцюзі виходу підсилювачів (петлі ОС).
Підсилювачі не призначені для роботи в межах одного такту робочої частоти. При затримці поширення сигналу всередині підсилювача в 400 нс вони для цього дуже повільні, та й логіка управління тригером не дозволяє (виникали б побічні імпульси на виході). У реальних схемах ПН частота зрізу ланцюга ОС вибирається близько 200-10000 Гц.
Тригер та логіка управління виходами - При напругі живлення не менше 7В, якщо напруга пили на генераторі більша ніж на вході DT, що управляє, і якщо напруга пили більше ніж на будь-якому з підсилювачів помилки (з урахуванням вбудованих порогів і зсувів) - дозволяється вихід схеми. При скиданні генератора з максимуму нуль - виходи відключаються. Тригер з парафазним виходом поділяє частоту надвоє. При логічному 0 на вході 13 (режим виходу) фази тригера об'єднуються АБО і подаються одночасно на обидва виходи, при логічній 1 - подаються парафазно на кожен вихід окремо.
Вихідні транзистори - npn Дарлінгтони з вбудованим тепловим захистом (але без захисту струму). Таким чином, мінімальне падіння напруга між колектором (як правило замкнутим на плюсову шину) та еміттером (на навантаженні) – 1.5В (типове при 200 мА), а у схемі із загальним емітером – трохи краще, 1.1 В типове. Граничний вихідний струм (при одному відкритому транзисторі) обмежений 500 мА, гранична потужність весь кристал - 1Вт.
Імпульсні блоки живлення поступово витісняють своїх традиційних родичів і в звукотехніці, оскільки і економічно та габаритно виглядають помітно привабливішими. Той же фактор, що імпульсні блоки живлення вносять своє не мале ліплення спотворення підсилювача, а саме появи додаткових призвуків вже втрачає свою актуальність в основному з двох причин - сучасна елементна база дозволяє конструювати перетворювачі з частотою перетворення значно вище 40 кГц, що вносяться джерелом живлення. будуть вже в ультразвуку. Крім цього більш високу частоту живлення набагато легше відфільтрувати і використання двох Г-подібних LC фільтрів по ланцюгах живлення вже досить згладжують пульсації на цих частотах.
Звичайно є і ложка дьогтю в цій бочці меду - різниця в ціні між типовим джерелом живлення для підсилювача потужності і імпульсним ставати більш помітною при збільшенні потужності цього блоку, тобто. чим потужніший блок живлення, тим більше він вигідніший по відношенню до свого типового аналога.
І це ще не все. Використовуючи імпульсні джерела живлення необхідно дотримуватися правил монтажу високочастотних пристроїв, а саме використання додаткових екранів, подачі на тепловідведення силової частини загального дроту, а також правильного розведення землі та підключення обплутань і провідників, що екранують.
Після невеликого ліричного відступу про особливості імпульсних блоків живлення для підсилювачів потужності власне принципова схема джерела живлення на 400Вт:

Рисунок 1. Принципова схема імпульсного блоку живлення для підсилювачів потужності до 400 Вт
ЗБІЛЬШИТИ У ГОДНІЙ ЯКОСТІ

Керуючим контролером у цьому блоці живлення служить TL494. Зрозуміло, що є і сучасніші мікросхеми для виконання цього завдання, проте ми використовуємо саме цей контролер з двох причин - його дуже легко придбати. Досить тривалий час у блоках живлення використовувалися TL494 фірми Texas Instruments проблем за якістю виявлено не було. Підсилювач помилки охоплений ООС, що дозволяє досягти досить великої кави. стабілізації (ставлення резисторів R4 та R6).
Після контролера TL494 стоїть напівмостовий драйвер IR2110, який власне і керує затворами силових транзисторів. Використання драйвера дозволило відмовитися від узгоджувального трансформатора, який широко використовується в комп'ютерних блоках живлення. Драйвер IR2110 навантажений на затвори через ланцюжки R24-VD4 і R25-VD5, що прискорюють закриття полевиків.
Силові ключі VT2 та VT3 працюють на первинну обмотки силового трансформатора. Середня точка, необхідна для отримання змінної напруги в первинній обмотці трансформатора, формується елементами R30-C26 і R31-C27.
Декілька слів про алгоритм роботи імпульсного блоку живлення на TL494:
У момент подачі напруги 220 В ємності фільтрів первинного живлення С15 і С16 заражаються через резистори R8 і R11, що не дозволяє перевантажитися діолному мосту VD струмом короткого замикання повністю розряджених С15 і С16. Одночасно відбувається зарядка конденсаторів С1, С3, С6, С19 через лінійку резисторів R16, R18, R20 та R22, стабілізатор 7815 та резистор R21.
Як тільки величина напруги на конденсаторі С6 досягне 12 В стабілітрон VD1 "пробивається" і через нього починає тече струм заряджаючи конденсатор C18 і як тільки на плюсовому виведенні цього конденсатора буде досягнута величина достатня для відкриття тиристора VS2 він відкриється. Це спричинить включення реле К1, яке своїми контактами зашунтує струмообмежуючі резистори R8 і R11. Контролер розпочне режим м'якого старту, тривалість якого залежить від номіналів R7 та C13.
Під час м'якого старту тривалість імпульсів, що відкривають силові транзистори збільшуються поступово, тим самим поступово заряджаючи конденсатори вторинного живлення та обмежуючи струм через випрямляючі діоди. Тривалість збільшується доти, доки величина вторинного живлення стане достатньою відкриття світлодіода оптрона IC1. Як тільки яскравість світлодіода оптрона стане достатньою для відкриття транзистора, тривалість імпульсів перестане збільшуватися (рисунок 2).

Рисунок 2. Режим м'якого старту.

Тут слід зазначити, що тривалість м'якого старту обмежена, оскільки проходить через резистори R16, R18, R20, R22 струму мало для живлення контролера TL494, драйвера IR2110 і обмотки рел, що включилася - напруга живлення цих мікросхем почне зменшуватися і незабаром зменшитися до величин, TL494 перестане виробляти імпульси керування. І саме до цього моменту режим м'якого старту повинен бути закінчений і перетворювач повинен вийти на нормальний режим роботи, оскільки основне живлення контролер TL494 та дрейвер IR2110 отримують від силового трансформатора (VD9, VD10 – випрямляч із середньою точкою, R23-C1-C3 – RC фільтр , IC3 - стабілізатор на 15) і саме тому конденсатори C1, C3, C6, C19 мають такі великі номінали - вони повинні утримувати величину живлення контролера до виходу його на звичайний режим роботи.
Стабілізацію вихідної напруги TL494 здійснює шляхом зміни тривалості імпульсів управління силовими транзисторами при незмінній частоті. ШИМ. Це можливо лише за умови, коли величина вторинної напруги силового трансформатора вище за потрібну на виході стабілізатора мінімум на 30%, але не більше 60%.

Рисунок 3. Принцип роботи ШІМ стабілізатора.

При збільшенні навантаження вихідна напруга починає зменшуватися, світлодіод оптрона IС1 починає світитися менше, транзистор оптрона закривається, зменшуючи напругу на підсилювачі помилки і тим самим збільшуючи тривалість імпульсів управління доти, доки напруга, що діє, не досягне величини стабілізації (рисунок 3). При зменшенні навантаження напруга почне збільшуватися, світлодіод оптрона IC1 почне світитися яскравіше, тим самим відкриваючи транзистор і зменшуючи тривалість імпульсів керуючих до тих пір, поки величина діючого значення вихідної напруги не зменшитися до стабілізованої величини. Величину стабілізованої напруги регулюють підстроювальним резистором R26.
Слід зазначити, що контролером TL494 регулюється не тривалість кожного імпульсу залежно від вихідної напруги, лише середнє значення, тобто. вимірювальна частина має певну інерційність. Однак навіть при встановлених конденсаторах у вторинному живленні ємністю 2200 мкФ провали живлення при пікових короткочасних навантаженнях не перевищують 5%, що є цілком прийнятним для апаратури HI-FI класу. Ми ж зазвичай ставимо конденсатори у вторинному живленні 4700 мкФ, що дає впевнений запас на пікові значення, а використання дроселя групової стабілізації дозволяє контролювати всі 4 вихідні силові напруги.
Даний імпульсний блок живлення оснащений захистом від перевантаження, вимірювальним елементом якого є трансформатор струму TV1. Як тільки струм досягне критичної величини, відкривається тиристор VS1 і зашунітрує живлення кінцевого каскаду контролера. Імпульси управління зникають і блок живлення переходить у черговий режим, в якому може перебувати досить довго, оскільки тиристор VS2 продовжує залишатися відкритим - струму, що протікає через резистори R16, R18, R20 і R22 вистачає для утримання його у відкритому стані. Як розрахувати трансформатор струму.
Для виведення блоку живлення з чергового режиму необхідно натиснути кнопку SA3, яка своїми контактами зашунтує тиристор VS2, струм через нього перестане текти і він закриється. Як тільки контакти SA3 розімкнутися транзистор VT1 закриється тмі найбільш знімаючи живлення з контролера та драйвера. Таким чином, схема управління перейде в режим мінімального споживання - тиристор VS2 закритий, отже реле К1 вимкнено, транзистор VT1 закритий, отже контролер і драйвер знеструмлені. Конденсатори С1, С3, С6 і С19 починають заряджатися і як тільки напруга досягне 12 В, відкриється тиристор VS2 і відбудеться запуск імпульсного блоку живлення.
При необхідності перевести блок живлення в черговий режим можна скористатися кнопкою SA2, при натисканні на яку буде з'єднано базу та емітер транзистора VT1. Транзистор закриється і знеструмить контролер та драйвер. Імпульси управління зникнуть, зникнуть і вторинні напруження. Проте живлення не буде зняте з реле К1 і повторного запуку перетворювача не станеться.
Дана схемотехніка дозволяє зібрати джерела живлення від 300-400 Вт до 2000Вт, очевидно, деякі елементи схеми доведеться замінити, оскільки за своїми параметрами вони просто не витримають великих навантажень.
При збиранні більш потужних варіантів слід звернути увагу на конденсатори злагоджуючих фільтрів первинного живлення С15 та С16. Сумарна ємність цих конденсатів повинна бути пропорційна потужності блоку живлення і відповідати пропорції 1 Вт вихідної потужності перетворювача напруги відповідає 1 мкФ ємності конденсатора фільтра первинного живлення. Іншими словами, якщо потужність блоку живлення становить 400 Вт, то повинно використовуватись 2 конденсатори по 220 мкФ, якщо потужність 1000 Вт, то необхідно встановлювати 2 конденсатори по 470 мкФ або два по 680 мкФ.
Ця вимога має дві мети. У перших знижуються пульсації первинної напруги живлення, що полегшує стабілізацію вихідної напруги. По друге використання двох конденсаторів замість одного полегшує роботу самого конденсатора, оскільки електролітичні конденсатори серії ТК набагато легше дістати, а вони не зовсім призначені для використання у високочастотних блоках живлення - занадто велике внутрішнє супровід і на великих частотах ці конденсатори будуть грітися. Використовуючи дві штуки знижується внутрішній опір, а нагрів, що виникає, ділиться вже між двома конденсаторами.
При використанні в якості силових транзисторів IRF740, IRF840, STP10NK60 та їм аналогічних (докладніше про найбільш часто використовуються в мережевих перетворювачах транзисторах дивись таблицю внизу сторінки) від діодів VD4 і VD5 можна відмовитися взагалі, а номінали резисторів R2 драйвера IR2110 цілком вистачить для керування цими транзисторами. Якщо ж збирається потужніший імпульсний блок живлення, то знадобляться і потужніші транзистори. Увага слід звертати і на максимальний струм транзистори і на його потужність розсіювання - імпульсні стабілізовані блоки живлення дуже чутливі до правильності поставленого снабера і без нього силові транзистори гріються сильніше оскільки через встановлені в транзисторах діоди починають протікати струми, що утворилися за самоіндукцію. Докладніше про вибір снабера.
Так само не малу лепту в нагрівання вносить час закриття, що збільшується без снабера - транзистор довше знаходиться в лінійному режимі.
Досить часто забувають ще одну особливості польових транзисторів - зі збільшенням температури їх максимальний струм знижується, причому досить сильно. Виходячи з цього при виборі силових транзисторів для імпульсних блоків живлення слід мати мінімум двократний запас за максимальним струмом для блоків живлення підсилювачів потужності і трикратний для пристроїв, що працюють на велике не мінливе навантаження, наприклад, індукційну плавильню або декоративне освітлення, запитку низьковольтного електроінструменту.
Стабілізація вихідної напруги здійснюється за рахунок дроселя групової стабілізації L1 (ДГС). Слід звернути увагу на напрямок обмоток даного дроселя. Кількість витків має бути пропорційно до вихідних напруг. Очевидно, що є формули для розрахунку даного моточного вузла, але досвід показав, що габаритна потужність сердечника для ДГС повинна становити 20-25% від габаритної потужності силового трансформатора. Мотати можна до заповнення вікна приблизно на 2/3, не забуваючи, що якщо вихідна напруга різна, то обмотка з вищою напругою повинна бути пропорційно більшою, наприклад потрібно дві двополярні напруги, одна на ±35 В, а друга для живлення сабвуфера з напругою ±50 Ст.
Мотаємо ДГС відразу в чотири дроти до заповнення 2/3 вікна рахуючи витки. Діаметр розраховується виходячи із напруженості струму 3-4 А/мм2. Допустимо у нас вийшло 22 витки, складаємо пропорцію:
22 витки / 35 В = Х витків / 50 В.
Х витків = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 виток
Далі обрізам два дроти для ±35 В і домотуємо ще 9 витків для напруги ±50.
УВАГА! Пам'ятайте, що якість стабілізації безпосередньо залежить від того, як швидко буде змінюватися напруга до якого підключений діод оптрона. Для поліпшення коф стаїлізації має сенс підключити додаткове навантаження до кожної напруги у вигляді резисторів на 2 Вт та споротіння 3,3 кОм. Навантажувальний резистор підключений до напруги, контрольованого оптроном, повинен бути менше в 1,7...2,2 рази.

Моточні дані для мережевих імпульсних джерел живлення на феритових кільцях проникністю 2000НМ зведені в таблицю 1.

МОТОЧНІ ДАНІ ДЛЯ ІМПУЛЬСНИХ ТРАНСФОРМАТОРІВ РОЗРАХУНЕНІ З МЕТОДИКИ ЕНОРАСЯНА Як показали численні експерименти, кількість витків можна сміливо зменшувати на 10-15 %. без остраху входу сердечника в насичення.

Реалізація Типорозмір Частота перетворення, кГц

1 кільце К40х25х11 Габ. потужність Вітков на первичку

2 кільця К40х25х11 Габ. потужність Вітков на первичку

1 кільце К45х28х8 Габ. потужність Вітков на первичку

2 кільця К45х28х8 Габ. потужність Вітков на первичку

3 кільця К45х28х81 Габ. потужність Вітков на первичку

4 кільця К45х28х8 Габ. потужність Вітков на первичку

5 кілець К45х28х8 Габ. потужність Вітков на первичку

6 кілець К45х28х8 Габ. потужність Вітков на первичку

7 кілець К45х28х8 Габ. потужність Вітков на первичку

8 кілець К45х28х8 Габ. потужність Вітков на первичку

9 кілець К45х28х8 Габ. потужність Вітков на первичку

10 кілець К45х28х81 Габ. потужність Вітков на первичку

Проте марку фериту дізнатися виходить далеко не завжди, особливо якщо це ферит від малих трансформаторів телевізорів. Вийти із ситуації можна з'ясувавши кількість витків досвідченим шляхом. Докладніше про це у відео:

Використовуючи наведену вище схемотехніку імпульсного блоку живлення були розроблені та випробувані кілька підмодифікацій, призначені для вирішення того чи іншого завдання на різні потужності. Креслення друкованих плат цих блоків живлення наведено нижче.
Друкована плата для стабілізованого імпульсного блоку живлення потужністю до 1200...1500 Вт. Розмір плати 269х130 мм. По суті, це більш удосконалений варіант попередньої друкованої плати. Відрізняється наявністю дроселя групової стабілізації що дозволяє контролювати величену всіх силових напруг, а також додатковим LC фільтром. Має управління вентилятором та захист від перевантаження. Вихідні напруги складаються з двох двополярних силових джерел і одного двополярного слаботочного, призначеного для живлення попередніх каскадів.

Зовнішній вигляд плати блоку живлення до 1500 Вт. СКАЧАТИ У ФОРМАТІ LAY

Стабілізований імпульсний мережевий блок живлення потужністю до 1500...1800 Вт може бути виконаний на друкованій платі розміром 272х100 мм. Блок живлення розрахований під силовий трансформатор, виконаний на кільцях К45 і розташований горизонтально. Має два силові двополярні джерела, які можуть об'єднатися в одне джерело для живлення підсилювача з дворівневим живленням і один двополярний слаботочний, для попередніх каскадів.

Друкована плата імпульсного блоку живлення до 1800 Вт. СКАЧАТИ У ФОРМАТІ LAY

Цей блок живлення може використовуватися для живлення від мережі автомобільної апаратури великої потужності, наприклад, потужних автомобільних підсилювачів, автомобільних кондиціонерів. Розміри плати 188х123. Використовувані випрямні діоди Шотки паралеляться перемичками і вихідний струм може досягати 120 А при напрузі 14 В. Крім цього блок живлення може видавати двополярну напругу з здатністю навантаження до 1 А (більше не дозволяють встановлені інтегральні стабілізатори напруги). Силовий трансформатор виконаний на кільця К45, що фільтрує дросель силової напруги на двох кільцях К40х25х11. Вбудований захист від навантаження.

Зовнішній вигляд друкованої плати блоку живлення для автомобільної апаратури СКАЧАТИ У ФОРМАТІ

Блок живлення до 2000 Вт виконано на двох платах розміром 275х99, розташованих один над одним. Напруга контролюється по одному напрузі. Має захист від навантаження. У файлі є наскільки варіантів "другого поверху" для двох двополярних напруг, для двох однополярних напруг, для напруг, необхідних для двох і трьох рівневих напруг. Силовий трансформатор розташований горизонтально та виконаний на кільцях К45.

Зовнішній вигляд "двоповерхового" блоку живлення СКАЧАТИ У ФОРМАТІ LAY

Блок живлення з двома двополярною напругою або одним для дворівневого підсилювача виконаний на платі розміром 277х154. Має дросель групової стабілізації, захист від навантаження. Силовий трансформатор на кільцях К45 і розташований горизонтально. Потужність до 2000 Вт.

Зовнішній вигляд друкованої плати СКАЧАТИ У ФОРМАТІ LAY

Практично такий самий блок живлення, що й вище, але має одну двополярну вихідну напругу.

Зовнішній вигляд друкованої плати СКАЧАТИ У ФОРМАТІ LAY

Імпульсний блок живлення має дві силові двополярні стабілізовані напруги і одне двополярне слаботочне. Оснащений управлінням вентилятора та зашитою від перевантаження. Має дросель групової стабілізації та додаткові LC фільтри. Потужність до 2000...2400 Вт. Плата має розміри 278х146 мм

Зовнішній вигляд друкованої плати СКАЧАТИ У ФОРМАТІ LAY

Друкована плата імпульсного блоку живлення для підсилювача потужності з дворівневим живленням розміром 284х184 mm має дросель групової стабілізації та додаткові LC фіьтри, захист від перевантаження та керування вентилятором. Відмінною рисою є використання дискретних транзисторів прискорення закриття силових транзисторів. Потужність до 2500...2800 Вт.

з дворівневим харчуванням СКАЧАТИ У ФОРМАТІ LAY

Дещо змінений варіант попередньої друкованої плати з двома двополярними напругами. Розмір 285х172. Потужність до 3000 Вт.

Зовнішній вигляд друкованої плати блоку живлення для підсилювача СКАЧАТИ У ФОРМАТІ

Мостовий мережевий імпульсний блок живлення потужністю до 4000...4500 Вт виконаний на друкованій платі розміром 269х198 mm. Має дві двополярні силові напруги, управління вентилятором та захист від перевантаження. Використовує дросель групової стабілізації. Бажано використання виносних додаткових Lфільтрів вторинного живлення.

Зовнішній вигляд друкованої плати блоку живлення для підсилювача СКАЧАТИ У ФОРМАТІ

Місця під ферити на платах набагато більші, ніж могло б бути. Справа в тому, що далеко не завжди буває необхідність йти за межі звукового діапазону. Тому й передбачено додаткові площі на платах. Про всяк випадок невелика добірка довідкових даних по силових транзисторах та посилання, де їх став би купувати я. До речі сказати вже не раз замовляв і TL494 і IR2110, і звичайно ж силові транзистори. Брав, правда, далеко не весь асортимент, проте шлюбу поки що не траплялося.

ПОПУЛЯРНІ ТРАНЗІСТОРИ ДЛЯ ІМПУЛЬСНИХ ДЖЕРЕЛОВ ЖИВЛЕННЯ
Найменування	НАПРУГА			ПОТУЖНІСТЬ	ЄМНІСТЬ ЗАТВОРА	Qg (ВИРОБНИК)

Як самому виготовити повноцінний блок живлення з діапазоном регульованої напруги 2,5-24 вольта, та дуже просто, повторити може кожен не маючи за плечима радіоаматорського досвіду.

Робити будемо зі старого комп'ютерного блоку живлення, ТХ або АТХ без різниці, благо, за роки PC Ери у кожного будинку вже накопичилося досить кількість старого комп'ютерного заліза і БП напевно теж там є, тому собівартість саморобки буде незначною, а для деяких майстрів дорівнює нулю рублів .

Мені дістався для переробки ось який блок АТ.

Чим потужніше використовувати БП тим краще результат, мій донор всього 250W з 10 амперами на шині +12v, а насправді при навантаженні всього 4 А він вже не справляється, відбувається повне просідання вихідної напруги.

Дивіться, що написано на корпусі.

Тому дивіться самі, який струм ви плануєте отримувати з вашого регульованого БП, такий потенціал донора та закладайте одразу.

Варіантів доопрацювання стандартного комп'ютерного БП безліч, але вони засновані на зміні в обв'язці мікросхеми IC - TL494CN (її аналоги DBL494, КА7500, IR3М02, А494, МВ3759, М1114ЕУ, МPC494C і т.д.).

Рис №0 Розпинування мікросхеми TL494CN та аналогів.

Подивимося кілька варіантівВиконання схем комп'ютерних БП, можливо одна з них виявиться вашою і розбиратися з обв'язкою стане набагато простіше.

Схема №1.

Приступимо до роботи.
Для початку необхідно розібрати корпус БП, викручуємо чотири болти, знімаємо кришку і дивимося всередину.

Шукаємо на платі мікросхему зі списку вище, якщо така не виявиться, тоді можна пошукати варіант доопрацювання в інтернеті під вашу ІС.

У моєму випадку на платі була виявлена ​​мікросхема KA7500, отже можна приступати до вивчення обв'язування та розташування непотрібних нам деталей, які необхідно видалити.

Для зручності роботи спочатку повністю відкрутимо всю плату і виймемо з корпусу.

На фото роз'єм живлення 220v.

Від'єднаємо живлення та вентилятор, випаюємо або викушуємо вихідні дроти, щоб не заважали нам розбиратися у схемі, залишимо тільки необхідні, один жовтий (+12v), чорний (загальний) та зелений* (пуск ON) якщо є такий.

У моєму АТ блоці зеленого дроту немає, тому він запускається одразу при включенні до розетки. Якщо блок АТХ, то в ньому повинен бути зелений провід, його необхідно припаяти на "загальний", а якщо захочете зробити окрему кнопку включення на корпусі, тоді просто поставте вимикач в розрив цього дроту.

Тепер треба подивитися на скільки вольт коштують вихідні великі конденсатори, якщо на них написано менше 30 вольт, то треба замінити їх на аналогічні, тільки з робочою напругою не менше 30 вольт.

На фото – чорні конденсатори як варіант заміни для синього.

Робиться це тому, що наш доопрацьований блок видаватиме не +12 вольт, а до +24 вольт, і без заміни конденсатори просто вибухнуть при першому випробуванні на 24v через кілька хвилин роботи. При підборі нового електроліту ємність зменшувати не бажано, завжди збільшувати рекомендується.

Найвідповідальніша частина роботи.
Будемо видаляти все зайве в обв'язці IC494, і припаювати інші номінали деталей, щоб в результаті вийшла така обв'язка (Мал. 1).

Рис. №1 Зміна в обв'язці мікросхеми IC 494 (схема доопрацювання).

Нам будуть потрібні тільки ці ніжки мікросхеми №1, 2, 3, 4, 15 та 16, на решту уваги не звертати.

Рис. №2 Варіант доопрацювання на прикладі схеми №1

Розшифровка позначень.

Робити треба приблизно так, Знаходимо ніжку №1 (де стоїть точка на корпусі) мікросхеми і вивчаємо, що до неї приєднано, всі ланцюги необхідно видалити, від'єднати. Залежно від того як у вас в конкретній модифікації плати будуть розташовані доріжки та впаяні деталі, вибирається оптимальний варіант доопрацювання, це може бути випоювання і підняття однієї ніжки деталі (розриваючи ланцюг) або простіше перерізати доріжку ножем. Визначившись із планом дій, починаємо процес переробки за схемою доопрацювання.

На фото – заміна резисторів на потрібний номінал.

На фото - підняттям ніжок непотрібних деталей, розриваємо ланцюги.

Деякі резистори, які вже впаяні в схему обв'язки, можуть підійти без їх заміни, наприклад, нам необхідно поставити резистор на R=2.7k з підключенням до "загального", але там вже стоїть R=3k підключений до "загального", це нас цілком влаштовує і ми його залишаємо без змін (приклад на Рис. №2, зелені резистори не змінюються).

На світлині- перерізані доріжки та додані нові перемички, старі номінали записуємо маркером, може знадобиться відновити все назад.

Таким чином переглядаємо та переробляємо всі ланцюги на шести ніжках мікросхеми.

Це був найскладніший пункт у переробці.

Робимо регулятори напруги та струму.

Беремо змінні резистори на 22к (регулятор напруги) і 330Ом (регулятор струму), припаюємо до них по два 15см дроти, інші кінці впаюємо на плату згідно зі схемою (Рис. №1). Встановлюємо на передню панель.

Контроль напруги та струму.
Для контролю нам знадобляться вольтметр (0-30v) та амперметр (0-6А).

Ці прилади можна придбати в китайських інтернет магазинах за найвигіднішою ціною, мій вольтметр мені обійшовся з доставкою всього 60 рублів. (Вольтметр:)

Амперметр я використав свій зі старих запасів СРСР.

ВАЖЛИВО- усередині приладу є резистор струму (датчик струму), необхідний нам за схемою (Рис. №1), тому, якщо використовуватимете амперметр, то резистор струму ставити додатково не треба, без амперметра ставити треба. Зазвичай RТока виробляється саморобний, на 2-х ватне опір МЛТ намотується провід D = 0,5-0,6 мм, виток до витка на всю довжину, кінці припаяємо до висновків опору, от і все.

Корпус пристрою кожен зробить під себе.
Можна залишити повністю металевий, прорізавши отвори під регулятори та контрольні прилади. Я використовував обрізки ламінату, їх легше свердлити та випилювати.

Як схема управління використовується мікросхема типу TL494CN, що випускається фірмою TEXAS INSTRUMENT (США). Вона випускається поряд зарубіжних фірм під різними найменуваннями. Наприклад, фірма SHARP (Японія) випускає мікросхему IR3M02, фірма FAIRCHILD (США) - IA494, фірма SAMSUNG (Корея) - КА7500, фірма FUJITSU (Японія) - МВ3759 і т.д. Опис TL494 англійською у форматі *.PDF від TEXAS INSTRUMENT (США) або від MOTOROLA .

Всі ці мікросхеми є повними аналогами вітчизняної мікросхеми КР1114ЕУ4. Розглянемо докладно пристрій та роботу цієї керуючої мікросхеми. Вона спеціально розроблена для управління силовою частиною ДБЖ та містить у своєму складі (рис.1):

Генератор пилкоподібної напруги DA6; частота ГПН визначається номіналами резистора і конденсатора, підключених до 5-го і 6-го висновків, і в аналізованому класі БП вибирається рівною приблизно 60 кГц;

Джерело опорної стабілізованої напруги DA5 (Uref=+5B) із зовнішнім виходом (висновок 14);

Компаратор "мертвої зони" DA1;

Компаратор ШІМ DA2;

Підсилювач помилки за напругою DA3;

Підсилювач помилки сигналу обмеження струму DA4;

Два вихідні транзистори VT1 ​​і VT2 з відкритими колекторами та емітерами;

Динамічний двотактний D-тригер у режимі розподілу частоти на 2 – DD2;

Допоміжні логічні елементи DD1 (2-АБО), DD3 (2-Й), DD4 (2-Й), DD5 (2-АБО-НЕ), DD6 (2-АБО-НЕ), DD7 (НЕ);

Джерело постійної напруги із номіналом 0.1B DA7;

Джерело постійного струму із номіналом 0,7мА DA8.

Схема управління запускатиметься, тобто. на 8 і 11 висновках з'являться послідовності імпульсів у тому випадку, якщо на висновок 12 подати будь-яку напругу живлення, рівень якого знаходиться в діапазоні від +7 до +40 В.

Усю сукупність функціональних вузлів, що входять до складу ІМС TL494, можна умовно розбити на цифрову та аналогову частину (цифровий та аналоговий тракти проходження сигналів).

До аналогової частини відносяться підсилювачі помилок DA3, DA4, компаратори DA1, DA2, генератор пилкоподібної напруги DA6, а також допоміжні джерела DA5, DA7, DA8. Усі інші елементи, зокрема і вихідні транзистори, утворюють цифрову частину (цифровий тракт). Цокольівка керуючої мікросхеми TL494 представлена ​​на (рис.2)

Розглянемо спочатку роботу цифрового тракту.

Тимчасові діаграми, що пояснюють роботу мікросхеми, наведено на рис. 3. З часових діаграм видно, що моменти появи вихідних керуючих імпульсів мікросхеми, а також їхня тривалість (діаграми 12 і 13) визначаються станом виходу логічного елемента DD1 (діаграма 5). Решта "логіка" виконує лише допоміжну функцію поділу вихідних імпульсів DD1 на два канали. При цьому тривалість вихідних імпульсів мікросхеми визначається тривалістю відкритого стану вихідних транзисторів VT1, VT2. Так як обидва ці транзистори мають відкриті колектори та емітери, то можливе двояке їхнє підключення.

При включенні за схемою із загальним емітером вихідні імпульси знімаються із зовнішніх колекторних навантажень транзисторів (з висновків 8 та 11 мікросхеми), а самі імпульси спрямовані викидами вниз від позитивного рівня (передні фронти імпульсів негативні). Еміттери транзисторів (висновки 9 і 10 мікросхеми) у разі, зазвичай, заземляються. При включенні за схемою із загальним колектором зовнішні навантаження підключаються до емітерів транзисторів і вихідні імпульси, спрямовані в цьому випадку викидами вгору (передні фронти імпульсів позитивні), знімаються з транзисторів емітерів VT1, VT2. Колектори цих транзисторів підключаються до шини живлення мікросхеми (Upom).

Вихідні імпульси інших функціональних вузлів, що входять до складу цифрової частини мікросхеми TL494, спрямовані викидами нагору, незалежно від схеми включення мікросхеми.

Тригер DD2 є двотактним динамічним D-тригером. Принцип його роботи ось у чому. По передньому (позитивному) фронту вихідного імпульсу елемента DD1 стан входу D тригера DD2 записується у внутрішній регістр. Фізично це означає, що перемикається перший із двох тригерів, що входять до складу DD2. Коли імпульс на виході елемента DD1 закінчується, то задньому (негативному) фронту цього імпульсу перемикається другий тригер у складі DD2, і стан виходів DD2 змінюється (на виході Q з'являється інформація, зчитана з входу D). Це виключає можливість появи відпирає імпульсу на основі кожного з транзисторів VT1, VT2 двічі протягом одного періоду.

Дійсно, поки рівень імпульсу на вході тригера DD2 не змінився, стан його виходів не зміниться. Тому імпульс передається на вихід мікросхеми по одному з каналів, наприклад, верхньому (DD3, DD5, VT1). Коли імпульс на вході закінчується, тригер DD2 перемикається, замикає верхній і відмикає нижній канал (DD4, DD6, VT2). Тому наступний імпульс, що надходить на вхід і входи DD5, DD6 буде передаватися на вихід мікросхеми по нижньому каналу. Таким чином, кожен з вихідних імпульсів елемента DD1 своїм негативним фронтом перемикає тригер DD2 і цим змінює канал проходження наступного імпульсу. Тож у довідковому матеріалі на керуючу мікросхему вказується, що архітектура мікросхеми забезпечує придушення подвійного імпульсу, тобто. виключає поява двох відпираючих імпульсів на базі одного і того ж транзистора за період.

Розглянемо докладно період роботи цифрового тракту мікросхеми.

Поява відпираючого імпульсу на основі вихідного транзистора верхнього (VT1) або нижнього (VT2) каналу визначається логікою роботи елементів DD5, DD6 ("2АБО-НЕ") та станом елементів DD3, DD4 ("2-Й"), яке, у свою чергу , визначається станом тригера DD2

Логіка роботи елемента 2-АБО-НЕ, як відомо, полягає в тому, що на виході такого елемента з'являється напруга високого рівня (логічна 1) у тому лише одному випадку, якщо на обох його входах присутні низькі рівні напруг (логічні 0). За інших можливих комбінаціях вхідних сигналів на виході елемента 2 АБО-НЕ присутній низький рівень напруги (логічний 0). Тому якщо на виході Q тригера DD2 є логічна 1 (момент t1 діаграми 5 рис.3), а на виході /Q - логічний 0, то на обох входах елемента DD3 (2І) виявляться логічні 1 і, отже, логічна 1 з'явиться на виході DD3, отже, і одному з входів елемента DD5 (2АБО-НЕ) верхнього каналу. Отже, незалежно від рівня сигналу, що надходить на другий вхід цього елемента з виходу елемента DD1, станом виходу DD5 буде логічний, і транзистор VT1 залишиться в закритому стані. Станом виходу елемента DD4 буде логічний 0, т.к. логічний 0 присутній одному з входів DD4, надходячи туди з виходу /Q тригера DD2. Логічний 0 з виходу елемента DD4 надходить однією з входів елемента DD6 і забезпечує можливість проходження імпульсу через нижній канал.

Цей імпульс позитивної полярності (логічна 1) з'явиться на виході DD6, а значить і на базі VT2 на час паузи між вихідними імпульсами елемента DD1 (тобто на час, коли на виході DD1 є логічний 0 - інтервал t1 -T2 діаграми 5 рис.13). Тому транзистор VT2 відкривається і його колекторі з'являється імпульс викидом вниз від позитивного рівня (у разі включення за схемою із загальним емітером).

Початок наступного вихідного імпульсу елемента DD1 (момент t2 діаграми 5 рис.13) не змінить стану елементів цифрового тракту мікросхеми, крім елемента DD6, на виході якого з'явиться логічний 0, і тому транзистор VT2 закриється. Завершення вихідного імпульсу DD1 (момент t3) зумовить зміну стану виходів тригера DD2 на протилежне (логічний 0 – на виході Q, логічна 1 – на виході /Q). Тому зміниться стан виходів елементів DD3, DD4 (на виході DD3 – логічний 0, на виході DD4 – логічна 1). Пауза, що почалася в момент t3 на виході елемента DD1 зумовить можливість відкривання транзистора VT1 верхнього каналу. Логічний 0 на виході елемента DD3 "підтвердить" цю можливість, перетворюючи її на реальну появу відпирає імпульсу на базі транзистора VT1. Цей імпульс триває до t4, після чого VT1 закривається, і процеси повторюються.

Таким чином, основна ідея роботи цифрового тракту мікросхеми полягає в тому, що тривалість вихідного імпульсу на висновках 8 і 11 (або на висновках 9 і 10) визначається тривалістю паузи між вихідними імпульсами елемента DD1. Елементи DD3, DD4 визначають канал проходження імпульсу сигналу низького рівня, поява якого чергується на виходах Q і /Q тригера DD2, керованого тим самим елементом DD1. Елементи DD5, DD6 є схеми збігу за низьким рівнем.

Для повноти опису функціональних можливостей мікросхеми слід зазначити ще одну її особливість. Як видно з функціональної схеми малюнку входи елементів DD3, DD4 об'єднані та виведені на висновок 13 мікросхеми. Тому якщо висновок 13 подана логічна 1, то елементи DD3, DD4 працюватимуть як повторювачі інформації з виходів Q і /Q тригера DD2. При цьому елементи DD5, DD6 і транзистори VT1, VT2 будуть перемикатися зі зсувом по фазі на половину періоду, забезпечуючи роботу силової частини ДБЖ, побудованої за двотактною схемою напівмостової. Якщо висновок 13 буде подано логічний 0, то елементи DD3, DD4 будуть заблоковані, тобто. стан виходів цих елементів нічого очікувати змінюватися (постійний логічний 0). Тому вихідні імпульси елемента DD1 впливатимуть на елементи DD5, DD6 однаково. Елементи DD5, DD6, отже, і вихідні транзистори VT1, VT2, будуть перемикатися без зсуву по фазі (одночасно). Такий режим роботи керуючої мікросхеми використовується у разі, якщо силова частина ДБЖ виконана за однотактною схемою. Колектори та емітери обох вихідних транзисторів мікросхеми в цьому випадку поєднуються з метою умощування.

В якості "жорсткої" логічної одиниці у двотактних схемах використовується вихідна напруга внутрішнього джерела мікросхеми Uref (висновок мікросхеми 13 об'єднується з висновком 14). Тепер розглянемо роботу аналогового тракту мікросхеми.

Стан виходу DD1 визначається вихідним сигналом компаратора ШІМ DA2 (діаграма 4), що надходить однією з входів DD1. Вихідний сигнал компаратора DA1 (діаграма 2), що надходить на другий вхід DD1, не впливає у нормальному режимі роботи на стан виходу DD1, який визначається ширшими вихідними імпульсами ШІМ – компаратора DA2.

Крім того, з діаграм рис.3 видно, що при змінах рівня напруги на вході, що не інвентирує, ШІМ компаратора (діаграма 3) ширина вихідних імпульсів мікросхеми (діаграми 12, 13) буде пропорційно змінюватися. У нормальному режимі роботи рівень напруги на неінвентируючому вході компаратора ШІМ DA2 визначається тільки вихідною напругою підсилювача помилки DA3 (т.к. вона перевищує вихідну напругу підсилювача DA4), яка залежить від рівня сигналу зворотного зв'язку з його неінвентуючого входу (висновок 1 мікросхеми). Тому при подачі сигналу зворотного зв'язку на виведення 1 мікросхеми ширина вихідних керуючих імпульсів буде змінюватися пропорційно до зміни цього сигналу зворотного зв'язку, який, у свою чергу, змінюється пропорційно змін рівня вихідної напруги ДБЖ, т.к. зворотний зв'язок заводиться саме звідти.

Проміжки часу між вихідними імпульсами на висновках 8 і 11 мікросхеми, коли обидва вихідні транзистори VT1 ​​і VT2 її закриті, називаються "мертвими зонами". Компаратор DA1 називається компаратором "мертвої зони", т.к. він визначає мінімально можливу її тривалість.

Пояснимо це докладніше.

З часових діаграм рис.3 випливає, що якщо ширина вихідних імпульсів ШІМ-компаратора DA2 буде в силу будь-яких причин зменшуватися, то починаючи з деякої ширини цих імпульсів вихідні імпульси компаратора DA1 стануть ширшими за вихідні імпульси ШИМ-компаратора DA2 і почнуть визначати стан виходу логічного елемента DD1, отже и. ширину вихідних імпульсів мікросхеми Іншими словами, компаратор DA1 обмежує ширину вихідних імпульсів мікросхеми на певному максимальному рівні. Рівень обмеження визначається потенціалом на неинвентирующем вході компаратора DA1 (виведення 4 мікросхеми) в режимі. Однак з іншого боку, потенціал на виведенні 4 визначатиме діапазон широтного регулювання вихідних імпульсів мікросхеми. При збільшенні потенціалу висновку 4 цей діапазон звужується. Найширший діапазон регулювання виходить тоді, коли потенціал на виведенні 4 дорівнює 0.

Однак у цьому випадку виникає небезпека, пов'язана з тим, що ширина "мертвої зони" може стати рівною 0 (наприклад, у разі значного зростання споживаного ДБЖ струму). Це означає, що керуючі імпульси на висновках 8 і 11 мікросхеми слідуватимуть безпосередньо один за одним. Тому може виникнути ситуація, відома під назвою "пробою по стійці". Вона пояснюється інерційністю силових транзисторів інвертора, які можуть відкриватися і закриватися миттєво. Тому, якщо одночасно на базу відкритого до цього транзистора подати замикаючий сигнал, а на базу закритого транзистора - отпирающий (тобто з нульовою "мертвою зоною"), то вийде ситуація, коли один транзистор ще не закрився, а інший вже відкритий.

Тоді і виникає пробій по транзисторній стійці напівмосту, який полягає у протіканні наскрізного струму через обидва транзистори. Струм цей, як видно із схеми рис. 5, мине первинну обмотку силового трансформатора і практично нічим не обмежений. Захист струму у разі не працює, т.к. Струм не протікає через струмовий датчик (на схемі не показаний; конструкція і принцип дії застосовуваних струмових датчиків будуть докладно розглянуті в наступних розділах), а значить, цей датчик не може видати сигнал на схему управління. Тому наскрізний струм досягає великої величини за дуже короткий проміжок часу.

Це призводить до різкого зростання потужності, що виділяється на обох силових транзисторах, і практично миттєвого виходу їх з ладу (як правило, пробій). Крім того, кидком наскрізного струму можуть бути виведені з ладу діоди силового моста, що випрямляє. Цей процес закінчується перегоранням мережного запобіжника, який через свою інерційність не встигає захистити елементи схеми, а лише захищає від навантаження первинну мережу.

Тому керуюча напруга; подане на бази силових транзисторів має бути сформовано таким чином, щоб спочатку надійно закривався один із цих транзисторів, а вже потім відкривався б інший. Іншими словами, між керуючими імпульсами, що подаються на бази силових транзисторів обов'язково повинен бути тимчасовий зсув, не рівний нулю ("мертва зона"). Мінімальна допустима тривалість "мертвої зони" визначається інерційністю застосовуваних як силові ключі транзисторів.

Архітектура мікросхеми дозволяє регулювати величину мінімальної тривалості "мертвої зони" за допомогою потенціалу виведення 4 мікросхеми. Потенціал цей визначається за допомогою зовнішнього дільника, що підключається до шини вихідної напруги внутрішнього опорного джерела мікросхеми Uref.

У деяких варіантах ДБЖ такий дільник відсутній. Це означає, що після завершення процесу плавного пуску (див. нижче) потенціал на виведенні 4 мікросхеми стає рівним 0. У цих випадках мінімально можлива тривалість "мертвої зони" все ж таки не стане рівною 0, а визначатиметься внутрішнім джерелом напруги DA7 (0, 1В), який підключений до неінвертуючого входу компаратора DA1 своїм позитивним полюсом, і висновку 4 мікросхеми - негативним. Таким чином, завдяки включенню цього джерела ширина вихідного імпульсу компаратора DA1, а значить і ширина "мертвої зони", за жодних умов не може стати рівною 0, а значить "пробою по стійці" буде неможливий.

Іншими словами, в архітектуру мікросхеми закладено обмеження максимальної тривалості її вихідного імпульсу (мінімальної тривалості "мертвої зони").

Якщо є дільник, підключений до виведення 4 мікросхеми, то після плавного пуску потенціал цього виводу не дорівнює 0, тому ширина вихідних імпульсів компаратора DA1 визначається не тільки внутрішнім джерелом DA7, а й залишковим (після завершення процесу плавного запуску) потенціалом на виведенні 4. при цьому, як було зазначено вище, звужується динамічний діапазон широтного регулювання ШІМ компаратора DA2.

Основні параметри М1114ЕУ3, М1114ЕУ4.

Uпіт.мікросхеми (висновок 12) - Uпіт.min=9В; Uпит.max=40В
Допустима напруга на вході DA1, DA2 не більше Uпит/2
Допустимі параметри вихідних транзисторів Q1, Q2:
Uнас менше 1.3В;
Uке менше 40В;
Iк.max менше 250мА
Залишкова напруга колектор-еммітер вихідних транзисторів трохи більше 1.3В.
I споживаний мікросхемою - 10-12мА
Допустима потужність розсіювання:
0.8Вт при температурі окр.середовища +25С;
0.3Вт при температурі окр.середовища +70С.
Частота вбудованого опорного генератора трохи більше 100кГц.

Висновки М1114ЕУ4 повністю відповідають вищезазначеним закордонним аналогам, а відповідність між висновками М1114ЕУ3 і М1114ЕУ4 представлено нижче.

М1114ЕУ4 - 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
М1114ЕУ3 - 4 5 6 7 8 9 15 10 11 12 13 14 16 1 2 3

Нарешті розродився на черговий виріб і статтю. Пологи були довгими та болісними. Ще раз переконуюсь, що дуже складно викласти матеріал у порівнянні зі збиранням самого пристрою. Ну та гаразд! Це була передмова, а суть цієї розповіді ще раз прожувати матеріал про підвищувальні перетворювачі. Для кращого осмислення виробу викладу небагато теорії. Виріб працює за принципом «push-pull» або нашою мовою «тягни-штовхай». Тягни-штовхай це двотактна схема.

      Нагадаю схему:

      Перетворювач складається зі схеми управління ШІМ, каскаду форсованого закривання ключових транзисторів (VT1 та VT2), двох потужних ключів (VT3, VT4), трансформатора Т1 та випрямляча на швидких діодах.

      Як схему управління використовується мікросхема типу TL494CN, що випускається фірмою TEXAS INSTRUMENT (США). Вона випускається поряд зарубіжних фірм під різними найменуваннями. Наприклад, фірма SHARP (Японія) випускає мікросхему IR3M02, фірма FAIRCHILD (США) - IA494, фірма SAMSUNG (Корея) - КА7500, фірма FUJITSU (Японія) - МВ3759 і т.д. Всі ці мікросхеми є повними аналогами вітчизняної мікросхеми КР1114ЕУ4.
      TL594 - аналог TL494 з покращеною точністю підсилювачів помилки та компаратора.
      TL598 - аналог TL594 з двотактним (pnp-npn) повторювачем на виході.

      Плюси:
Розвинені ланцюги управління, два диференціальні підсилювачі (можуть виконувати і логічні функції)
      Мінуси:
Однофазні виходи вимагають додаткового обважування (порівняно з UC3825). Недоступне струмове керування, відносно повільна петля зворотного зв'язку. Синхронне включення двох і більше ІС не так зручно, як у UC3825.

Розглянемо докладно пристрій і роботу цієї керуючої мікросхеми. Вона спеціально розроблена для управління силовою частиною ДБЖ та містить у своєму складі:

      – джерело постійного струму з номіналом 0,7мА DA8.
      - генератор пилкоподібної напруги DA6; частота ГПН визначається номіналами резистора і конденсатора, підключених до 5-го і 6-го висновків, і в класі БП, що розглядається, вибирається рівною приблизно 60 кГц;
      - джерело опорної стабілізованої напруги DA5 (Uref=+5B) із зовнішнім виходом (висновок 14);
      - компаратор "мертвої зони" DA1;
      - компаратор ШІМ DA2;
      - підсилювач помилки за напругою DA3;
      - підсилювач помилки сигналу обмеження струму DA4;
      - два вихідні транзистори VT1 ​​і VT2 з відкритими колекторами та емітерами;
      - динамічний двотактний D-тригер у режимі розподілу частоти на 2 - DD2;
      - допоміжні логічні елементи DD1 (2-АБО), DD3 (2-Й), DD4 (2-Й), DD5 (2-АБО-НЕ), DD6 (2-АБО-НЕ), DD7 (НЕ) ;
      - джерело постійної напруги з номіналом 0.1B DA7;
      – джерело постійного струму з номіналом 0,7мА DA8.

      Схема керування запускатиметься, тобто. на 8 і 11 висновках з'являться послідовності імпульсів у тому випадку, якщо на висновок 12 подати будь-яку напругу живлення, рівень якого знаходиться в діапазоні від +7 до +40 В.
      Усю сукупність функціональних вузлів, що входять до складу ІМС TL494, можна умовно розбити на цифрову та аналогову частину (цифровий та аналоговий тракти проходження сигналів).
      До аналогової частини відносяться підсилювачі помилок DA3, DA4, компаратори DA1, DA2, генератор пилкоподібної напруги DA6, а також допоміжні джерела DA5, DA7, DA8. Усі інші елементи, зокрема і вихідні транзистори, утворюють цифрову частину (цифровий тракт).
      Тимчасові діаграми, що пояснюють роботу мікросхеми:

     

Цифровий тракт.

      З часових діаграм видно, що моменти появи вихідних управляючих імпульсів мікросхеми, а також їх тривалість (діаграми 12 та 13) визначаються станом виходу логічного елемента DD1 (діаграма 5). Решта "логіка" виконує лише допоміжну функцію поділу вихідних імпульсів DD1 на два канали. При цьому тривалість вихідних імпульсів мікросхеми визначається тривалістю відкритого стану вихідних транзисторів VT1, VT2. Так як обидва ці транзистори мають відкриті колектори та емітери, то можливе двояке їхнє підключення.
      При включенні за схемою із загальним емітером вихідні імпульси знімаються із зовнішніх колекторних навантажень транзисторів (з висновків 8 і 11 мікросхеми), а самі імпульси направлені викидами вниз від позитивного рівня (передні фронти імпульсів). Еміттери транзисторів (висновки 9 і 10 мікросхеми) у разі, зазвичай, заземляються. При включенні за схемою із загальним колектором зовнішні навантаження підключаються до емітерів транзисторів і вихідні імпульси, спрямовані в цьому випадку викидами вгору (передні фронти імпульсів позитивні), знімаються з транзисторів емітерів VT1, VT2. Колектори цих транзисторів підключаються до шини живлення мікросхеми (Upom).
      Вихідні імпульси інших функціональних вузлів, що входять до складу цифрової частини мікросхеми TL494, спрямовані викидами нагору, незалежно від схеми включення мікросхеми.
      Тригер DD2 є двотактним динамічним D-тригером. Принцип його роботи ось у чому. По передньому (позитивному) фронту вихідного імпульсу елемента DD1 стан входу D тригера DD2 записується у внутрішній регістр. Фізично це означає, що перемикається перший із двох тригерів, що входять до складу DD2. Коли імпульс на виході елемента DD1 закінчується, то задньому (негативному) фронту цього імпульсу перемикається другий тригер у складі DD2, і стан виходів DD2 змінюється (на виході Q з'являється інформація, зчитана з входу D). Це виключає можливість появи відпирає імпульсу на основі кожного з транзисторів VT1, VT2 двічі протягом одного періоду.
      Дійсно, поки рівень імпульсу на вході З тригера DD2 не змінився, стан виходів не зміниться. Тому імпульс передається на вихід мікросхеми по одному з каналів, наприклад, верхньому (DD3, DD5, VT1). Коли імпульс на вході закінчується, тригер DD2 перемикається, замикає верхній і відмикає нижній канал (DD4, DD6, VT2). Тому наступний імпульс, що надходить на вхід і входи DD5, DD6 буде передаватися на вихід мікросхеми по нижньому каналу. Таким чином, кожен з вихідних імпульсів елемента DD1 своїм негативним фронтом перемикає тригер DD2 і цим змінює канал проходження наступного імпульсу. Тож у довідковому матеріалі на керуючу мікросхему вказується, що архітектура мікросхеми забезпечує придушення подвійного імпульсу, тобто. виключає поява двох відпираючих імпульсів на базі одного і того ж транзистора за період.
      Більш детальний опис одного періоду роботи цифрового тракту мікросхеми.
      Поява відмикаючого імпульсу на базі вихідного транзистора верхнього (VT1) або нижнього (VT2) каналу визначається логікою роботи елементів DD5, DD6 ("2АБО-НЕ") та станом елементів DD3, DD4 ("2-Й"), яке, своєю чергою, визначається станом тригера DD2.
      Логіка роботи елемента 2-АБО-НЕ, як відомо, полягає в тому, що на виході такого елемента з'являється напруга високого рівня (логічна 1) в тому лише єдиному випадку, якщо на обох його входах присутні низькі рівні напруг (логічні 0 ). За інших можливих комбінаціях вхідних сигналів на виході елемента 2 АБО-НЕ присутній низький рівень напруги (логічний 0). Тому якщо на виході Q тригера DD2 є логічна 1 (момент t1 діаграми 5), а на виході /Q - логічний 0, то на обох входах елемента DD3 (2І) виявляться логічні 1 і, отже, логічна 1 з'явиться на виході DD3, а означає і одному з входів елемента DD5 (2АБО-НЕ) верхнього каналу. Отже, незалежно від рівня сигналу, що надходить на другий вхід цього елемента з виходу елемента DD1, станом виходу DD5 буде логічний, і транзистор VT1 залишиться в закритому стані. Станом виходу елемента DD4 буде логічний 0, т.к. логічний 0 присутній одному з входів DD4, надходячи туди з виходу /Q тригера DD2. Логічний 0 з виходу елемента DD4 надходить однією з входів елемента DD6 і забезпечує можливість проходження імпульсу через нижній канал.
      Цей імпульс позитивної полярності (логічна 1) з'явиться на виході DD6, а значить і на базі VT2 на час паузи між вихідними імпульсами елемента DD1 (тобто на час, коли на виході DD1 є логічний 0 - інтервал t1-t2 діаграма 5). Тому транзистор VT2 відкривається і його колекторі з'являється імпульс викидом вниз від позитивного рівня (у разі включення за схемою із загальним емітером).

      Початок наступного вихідного імпульсу елемента DD1 (момент t2 діаграми 5) не змінить стану елементів цифрового тракту мікросхеми, крім елемента DD6, на виході якого з'явиться логічний 0, і тому транзистор VT2 закриється. Завершення вихідного імпульсу DD1 (момент t3) зумовить зміну стану виходів тригера DD2 на протилежне (логічний 0 – на виході Q, логічна 1 – на виході /Q). Тому зміниться стан виходів елементів DD3, DD4 (на виході DD3 – логічний 0, на виході DD4 – логічна 1). Пауза, що почалася в момент t3 на виході елемента DD1 зумовить можливість відкривання транзистора VT1 верхнього каналу. Логічний 0 на виході елемента DD3 "підтвердить" цю можливість, перетворюючи її на реальну появу відпирає імпульсу на базі транзистора VT1. Цей імпульс триває до t4, після чого VT1 закривається, і процеси повторюються.
nbsp     Таким чином основна ідея роботи цифрового тракту мікросхеми полягає в тому, що тривалість вихідного імпульсу на висновках 8 і 11 (або на висновках 9 і 10) визначається тривалістю паузи між вихідними імпульсами елемента DD1. Елементи DD3, DD4 визначають канал проходження імпульсу сигналу низького рівня, поява якого чергується на виходах Q і /Q тригера DD2, керованого тим самим елементом DD1. Елементи DD5, DD6 є схеми збігу за низьким рівнем.
      Для повноти опису функціональних можливостей мікросхеми слід зазначити ще одну важливу її особливість. Як видно з функціональної схеми малюнку входи елементів DD3, DD4 об'єднані та виведені на висновок 13 мікросхеми. Тому якщо висновок 13 подана логічна 1, то елементи DD3, DD4 працюватимуть як повторювачі інформації з виходів Q і /Q тригера DD2. При цьому елементи DD5, DD6 і транзистори VT1, VT2 будуть перемикатися зі зсувом по фазі на половину періоду, забезпечуючи роботу силової частини ДБЖ, побудованої за двотактною схемою напівмостової. Якщо висновок 13 буде подано логічний 0, то елементи DD3, DD4 будуть заблоковані, тобто. стан виходів цих елементів нічого очікувати змінюватися (постійний логічний 0). Тому вихідні імпульси елемента DD1 впливатимуть на елементи DD5, DD6 однаково. Елементи DD5, DD6, отже, і вихідні транзистори VT1, VT2, будуть перемикатися без зсуву по фазі (одночасно). Такий режим роботи керуючої мікросхеми використовується у разі, якщо силова частина ДБЖ виконана за однотактною схемою. Колектори та емітери обох вихідних транзисторів мікросхеми в цьому випадку поєднуються з метою умощування.
      В якості "жорсткої" логічної одиниці у двотактних схемах використовується вихідна напруга внутрішнього джерела мікросхеми Uref (висновок 13 мікросхеми поєднується з висновком 14). Тепер розглянемо роботу аналогового тракту мікросхеми.
      Стан виходу DD1 визначається вихідним сигналом компаратора ШІМ DA2 (діаграма 4), що надходить на один із входів DD1. Вихідний сигнал компаратора DA1 (діаграма 2), що надходить на другий вхід DD1, не впливає у нормальному режимі роботи на стан виходу DD1, який визначається ширшими вихідними імпульсами ШІМ – компаратора DA2.
      Крім того, з діаграм видно, що при змінах рівня напруги на неинвентирующем вході ШІМ компаратора (діаграма 3) ширина вихідних імпульсів мікросхеми (діаграми 12, 13) пропорційно змінюватися. У нормальному режимі роботи рівень напруги на неінвентируючому вході компаратора ШІМ DA2 визначається тільки вихідною напругою підсилювача помилки DA3 (т.к. вона перевищує вихідну напругу підсилювача DA4), яка залежить від рівня сигналу зворотного зв'язку з його неінвентуючого входу (висновок 1 мікросхеми). Тому при подачі сигналу зворотного зв'язку на виведення 1 мікросхеми ширина вихідних керуючих імпульсів буде змінюватися пропорційно до зміни цього сигналу зворотного зв'язку, який, у свою чергу, змінюється пропорційно змін рівня вихідної напруги ДБЖ, т.к. зворотний зв'язок заводиться саме звідти.
      Проміжки часу між вихідними імпульсами на висновках 8 і 11 мікросхеми, коли обидва вихідні транзистори VT1 ​​і VT2 її закриті, називаються "мертвими зонами". Компаратор DA1 називається компаратором "мертвої зони", т.к. він визначає мінімально можливу її тривалість.
      З часових діаграм випливає, що якщо ширина вихідних імпульсів ШИМ-компаратора DA2 буде в силу яких-небудь причин зменшуватися, то починаючи з деякої ширини цих імпульсів вихідні імпульси компаратора DA1 стануть ширшими за вихідні імпульси ШИМ-компаратора DA2 логічного елемента DD1, отже и. ширину вихідних імпульсів мікросхеми Іншими словами, компаратор DA1 обмежує ширину вихідних імпульсів мікросхеми на певному максимальному рівні. Рівень обмеження визначається потенціалом на неинвентирующем вході компаратора DA1 (виведення 4 мікросхеми) в режимі. Однак з іншого боку, потенціал на виведенні 4 визначатиме діапазон широтного регулювання вихідних імпульсів мікросхеми. При збільшенні потенціалу висновку 4 цей діапазон звужується. Найширший діапазон регулювання виходить тоді, коли потенціал на виведенні 4 дорівнює 0.
      Однак у цьому випадку виникає небезпека, пов'язана з тим, що ширина "мертвої зони" може бути рівною 0 (наприклад, у разі значного зростання споживаного ДБЖ струму). Це означає, що керуючі імпульси на висновках 8 і 11 мікросхеми слідуватимуть безпосередньо один за одним. Тому може виникнути ситуація, відома під назвою "пробою по стійці". Вона пояснюється інерційністю силових транзисторів інвертора, які можуть відкриватися і закриватися миттєво. Тому, якщо одночасно на базу відкритого до цього транзистора подати замикаючий сигнал, а на базу закритого транзистора - відчиняючий (тобто з нульовою "мертвою зоною"), то вийде ситуація, коли один транзистор ще не закрився, а інший вже відкритий.
      Тоді і виникає пробою по транзисторній стійці напівмосту, який полягає в протіканні наскрізного струму через обидва транзистори. Струм цей обмине первинну обмотку силового трансформатора і практично нічим не обмежений. Захист струму у разі не працює, т.к. Струм не протікає через струмовий датчик (на схемі не показаний), а значить, цей датчик не може видати сигнал на схему управління. Тому наскрізний струм досягає великої величини за дуже короткий проміжок часу.
      Подібна ситуація призведе до перегріву силових транзисторів та їх пробою. Тому керуюча напруга, що подається на затвори силових транзисторів, має бути сформовано таким чином, щоб спочатку надійно закривався один із цих транзисторів, а вже потім відкривався б інший. Іншими словами, між керуючими імпульсами, що подаються на затвори силових транзисторів обов'язково повинен бути тимчасовий зсув, не рівний нулю ("мертва зона"). Мінімальна допустима тривалість "мертвої зони" визначається інерційністю застосовуваних як силові ключі транзисторів. Інша неприємність полягає в тому, що кінцевий час відновлення випрямних діодів може виявитися значно більшим за "мертву зону". Це пов'язано з тим, що реальні діоди, на відміну від ідеальних, не можуть миттєво закриватися і через них можуть протікати струми у зворотному напрямку, це веде до втрат, перегрівання та виходу з ладу. Щоб уникнути комутаційних викидів, по-перше, необхідно введення "мертвої зони" між закриттям транзистора VT3 і відкриттям VT4 не менш ніж подвоєний час зворотного відновлення діода. По-друге, якщо є можливість, краще відмовитися від звичайних діодів і застосувати діоди Шоттки (Діоди Шоттки зазвичай на низьку зворотну напругу. Їх має особливий сенс застосовувати в знижувальних перетворювачах).
      Отже, в ідеальній схемі сигнал на затворах дорівнюватиме пів періоду D=0.5, але в реальній схемі, з описаних вище причин, ми обов'язково додаємо «мертву зону» і в результаті отримуємо імпульс у кращому випадку D=0.45.
      Архітектура мікросхеми дозволяє регулювати величину мінімальної тривалості "мертвої зони" за допомогою потенціалу на виведенні 4 мікросхеми. Потенціал цей визначається за допомогою зовнішнього дільника, що підключається до шини вихідної напруги внутрішнього опорного джерела мікросхеми Uref.
      У деяких варіантах ДБЖ такий дільник відсутній. Це означає, що після завершення процесу плавного пуску (див. нижче) потенціал на виведенні 4 мікросхеми стає рівним 0. У цих випадках мінімально можлива тривалість "мертвої зони" все ж таки не стане рівною 0, а визначатиметься внутрішнім джерелом напруги DA7 (0, 1В), який підключений до неінвертуючого входу компаратора DA1 своїм позитивним полюсом, і висновку 4 мікросхеми - негативним. Таким чином, завдяки включенню цього джерела ширина вихідного імпульсу компаратора DA1, а значить і ширина "мертвої зони", за жодних умов не може стати рівною 0, а значить "пробою по стійці" буде неможливий.
Іншими словами, в архітектуру мікросхеми закладено обмеження максимальної тривалості її вихідного імпульсу (мінімальної тривалості "мертвої зони").
Якщо є дільник, підключений до висновку 4 мікросхеми, то після плавного пуску потенціал цього виводу не дорівнює 0, тому ширина вихідних імпульсів компаратора DA1 визначається не тільки внутрішнім джерелом DA7, але і залишковим (після завершення процесу плавного запуску) потенціалом на виведенні 4. Однак при цьому, як було зазначено вище, звужується динамічний діапазон широтного регулювання ШІМ компаратора DA2.

     

Розглянемо роботу силових ключів.

      При роботі на ємнісне навантаження, яким умовно є затвор польового транзистора, вихідні транзистори TL494 включаються емітерним повторювачем. При обмеженні середнього струму 200 мА схема здатна досить швидко зарядити затвор, але розрядити його вимкненим транзистором неможливо. Розряджати затвор за допомогою заземленого резистора – також незадовільно повільно. Адже напруга на умовній ємності затвора спадає по експоненті, а закриття транзистора затвор треба розрядити від 10В трохи більше 3В. Струм розряду через резистор завжди буде менше струму заряду через транзистор (та й грітися резистор буде неслабко, і красти струм ключа при ході вгору).
      Щоб обійти всі ці проблеми в нашому варіанті був реалізований каскаду форсованого закривання ключових транзисторів. Чому закриття? Тому що у нас схема працює в режимі інверсії. Наприклад, візьмемо один такт. У мікросхемі утворився сигнал і відкрився один із її ключів (візьмемо верхній за схемою) і комутував резистор R11 на землю і цим знеструмив базу VT1 (закрив його). З цього моменту струм починає текти через резистор R12 та заряджати ємність затвора VT3. Зарядившись до насичення, транзистор відкривається. У момент відключення сигналу в мікросхемі VT1 відкривається і комутує затвор силового на землю і розряджає його до закриття. Те саме в другому ключі, але в протифазі. Транзистор VT1 розряджає затвор польовика та частково проводить струм із резистора R12. Це додаткове навантаження на транзистор VT1 та втрата ККД. Особливо добре це виявляється на високих частотах. Це можна вилікувати поставивши нормальний емітерний повторювач, але це збільшує кількість деталей та розміри плати. З останньої причини я вирішив поставити спеціалізований драйвер MOSFET IR4426. Докладно пояснювати його структуру не стану. Цей драйвер випускається широко відомим фірмою International Rectifier (IR). Звичайно є аналоги інших фірм. Мікросхема є спеціалізованим інверсним драйвером двох польових затворів.

      Нова схема:

      Резистори R12 та R13 по 10 Ом для обмеження струму драйвера. Стабілітрони VD2 та VD3 малопотужні на 12-15 вольт, для захисту затворів від випадкових кидків напруги.
      Напруга на закритому ключовому транзисторі складається з напруги живлення та ЕРС первинної напівобмотки, яка наразі розімкнена. Оскільки коефіцієнт трансформації цих обмоток дорівнює 1 (обмотки з однаковим числом витків), перенапруга на ключовому транзисторі досягає подвійного значення напруги живлення. Тому вибирати транзистори за допустимою напругою між силовими електродами слід з цієї умови. Необхідно також враховувати, що струм ключового транзистора складається з постійного струму навантаження, перерахованого в первинний ланцюг, і струму, що лінійно наростає, намагнічування індуктивності первинної обмотки. Струм має трапецієподібну форму.
      У кого є осцик, то ви можете все це побачити на власні очі. Наприклад ось напруги на ділянках затвор-стік і витік-стік.

З другого малюнка ми якраз і бачимо подвійне значення напруги на витоку силового транзистора.

nbsp nbsp nbsp Трансформатор Ш 10x13 образний без зазору. ширина = 10мм товщина = 13мм висота просвіту 19мм (робоча висота котушки 17мм)
      первинка = 4 + 4 витка подвійним дротом 0.85 (укладав стрічкою в 4 жили)
      Вторинка = 84 витка дротом 0.6 (чотири шари по 21 витку, вміщається більше витків, але я залишав вільне місце по краях).
Перший намотував вторинку 4 шари з ізоляцією між шарами. Останньою укладав вторинку одним шаром стрічкою 4 дроти. При зазначених на схемі номіналах конденсатора C3 і опору R8 частота перетворення складе близько 40 кГц. Вхідна напруга 12 вольт, вихідна 250 вольт. Для більших значень вихідної напруги слід перерахувати число витків вторинної обмотки, виходячи з трьох вольт на виток. Можна просто помножувач поставити і не париться.

      Для складання пристрою вам знадобиться лазерний принтер, глянсовий папір від жіночого журналу, праска, фольгований склотекстоліт, хлорне залізо, дриль зі свердлами, радіодеталі, терпіння та пара пляшок холодного пива з сухариками.

      Схему малював у четвертому Layout"e. Схему завантажити можна .

      Друкуємо на принтері, прасуємо, змиваємо папір, витравлюємо, свердлимо отвори, змиваємо зайве сміття, лудимо, напоюємо деталі. Правильно зібраний пристрій не потребує додаткових налаштувань та працює відразу. Єдине зауваження полягає в тому, що силові доріжки на платі необхідно посилити, пропаяти їх з додатковими обрізками мідної жили потрібного діаметра. Конденсатори C7 необхідно використовувати з низькою власною індуктивністю.

      У моєму випадку все запрацювало як треба. На холостому ходу, без будь-якого навантаження, перетворювач споживав близько 150 міліампер. Номінальна вихідна потужність: 100 Вт. Максимальна 150Вт із додатковим охолодженням.

      На другому малюнку насправді не ніч, просто у мене так камера реагує на яскраве світіння (типу автопідстроювання яскравості). Лампа світить трохи яскравіше, ніж звичайно.
      Потужності повніше вистачає, щоб запитати невеликий телевізор.

      Виявилося, що телевізор споживає всього 60Вт, що менше лампочки.
      Недоліком є ​​відсутність захисту від короткого замикання по вторинному ринку (обмеження струму силових ключів), відсутність контролю вихідної напруги та необхідність використовувати додатковий драйвер. Для більш надійної роботи схеми (запобігання переходам від перенапруг - викиди у вигляді голок) силові ключі можна обвісити снабберами або супресорами. Про ці та інші речі у наступній частині. В іншому ви можете спробувати зібрати цю хрень заради спортивного інтересу. Окреме дякую товаришу Jaxon"у за корисні уточнення матеріалу.

СТАТТЯ ПІДГОТОВЛЕНА НА ОСНОВІ КНИГИ А. В. ГОЛОВКОВА і В. Б ЛЮБИЦЬКОГО "БЛОКИ ЖИВЛЕННЯ ДЛЯ СИСТЕМНИХ МОДУЛЕЙ ТИПУ IBM PC-XT/AT"

УПРАВЛЯЮЧА МІКРОСХЕМА TL494

У сучасних ДБЖ для формування керуючої напруги перемикання потужних транзисторів перетворювача зазвичай використовуються спеціалізовані інтегральні мікросхеми (ІМС).
Ідеальна керуюча ІМС для забезпечення нормальної роботи ДБЖ у режимі ШІМ повинна задовольняти більшості з наведених нижче умов:
робоча напруга не вище 40В;
наявність високостабільного термостабілізованого джерела опорної напруги;
наявність генератора пилкоподібного напряже-
забезпечення можливості синхронізації зовнішнім сигналом програмованого плавного запуску;
наявність підсилювача сигналу неузгодженості з високою синфазною напругою;
наявність ШІМ-компаратора;
наявність імпульсного керованого тригера;
наявність двоканального передкінцевого каскаду із захистом від КЗ;
наявність логіки придушення подвійного імпульсу;
наявність засобів корекції симетрії вихідної напруги;
наявність струмообмеження в широкому діапазоні синфазної напруги, а також струмообмеження в кожному періоді з відключенням в аварійному режимі;
наявність автоматичного керування з прямою передачею;
забезпечення відключення при зниженні напруги живлення;
забезпечення захисту від перенапруг;
забезпечення сумісності із ТТЛ/КМОП логікою;
забезпечення дистанційного включення та відключення.

Малюнок 11. Керуюча мікросхема TL494 та її цоколівка.

В якості схеми управління для класу ДБЖ у переважній більшості випадків використовується мікросхема типу TL494CN, що випускається фірмою TEXAS INSTRUMENT (США) (рис.11). Вона реалізує більшість із перелічених вище функцій та випускається поруч зарубіжних фірм під різними найменуваннями. Наприклад, фірма SHARP (Японія) випускає мікросхему IR3M02, фірма FAIRCHILD (США) – UA494, фірма SAMSUNG (Корея) – КА7500, фірма FUJITSU (Японія) – МВ3759 і т.д. Всі ці мікросхеми є повними аналогами вітчизняної мікросхеми КР1114ЕУ4. Розглянемо докладно пристрій та роботу цієї керуючої мікросхеми. Вона спеціально розроблена для управління силовою частиною ДБЖ та містить у своєму складі (рис.12):

Рисунок 12. Функціональна схема ІМС TL494

Генератор пилкоподібної напруги DA6; частота ГПН визначається номіналами резистора і конденсатора, підключених до 5-го і 6-го висновків, і в аналізованому класі БП вибирається рівною приблизно 60 кГц;
джерело опорної стабілізованої напруги DA5 (Uref=+5,OB) із зовнішнім виходом (висновок 14);
компаратор "мертвої зони" DA1;
компаратор ШІМ DA2;
підсилювач помилки за напругою DA3;
підсилювач помилки сигналу обмеження струму DA4;
два вихідні транзистори VT1 ​​і VT2 з відкритими колекторами та емітерами;
динамічний двотактний D-тригер у режимі розподілу частоти на 2 - DD2;
допоміжні логічні елементи DD1 (2-АБО), DD3 (2-Й), DD4 (2-Й), DD5 (2-АБО-НЕ), DD6 (2-АБО-НЕ), DD7 (НЕ);
джерело постійної напруги із номіналом 0,1BDA7;
джерело постійного струму із номіналом 0,7мА DA8.
Схема управління запускатиметься, тобто. на 8 і 11 висновках з'являться послідовності імпульсів у тому випадку, якщо на висновок 12 подати будь-яку напругу живлення, рівень якого знаходиться в діапазоні від +7 до +40 В. Усю сукупність функціональних вузлів, що входять до складу ІМС TL494, можна умовно розбити на цифрову та аналогову частину (цифровий та аналоговий тракти проходження сигналів). До аналогової частини відносяться підсилювачі помилок DA3, DA4, компаратори DA1, DA2, генератор пилкоподібної напруги DA6, а також допоміжні джерела DA5, DA7, DA8. Усі інші елементи, зокрема і вихідні транзистори, утворюють цифрову частину (цифровий тракт).

Рисунок 13. Робота ІМС TL494 у номінальному режимі: U3, U4, U5 – напруги на висновках 3, 4, 5.

Розглянемо спочатку роботу цифрового тракту. Тимчасові діаграми, що пояснюють роботу мікросхеми, наведено на рис. 13. З часових діаграм видно, що моменти появи вихідних керуючих імпульсів мікросхеми, а також їхня тривалість (діаграми 12 і 13) визначаються станом виходу логічного елемента DD1 (діаграма 5). Решта "логіка" виконує лише допоміжну функцію поділу вихідних імпульсів DD1 на два канали. При цьому тривалість вихідних імпульсів мікросхеми визначається тривалістю відкритого стану вихідних транзисторів VT1, VT2. Так як обидва ці транзистори мають відкриті колектори та емітери, то можливе двояке їхнє підключення. При включенні за схемою із загальним емітером вихідні імпульси знімаються із зовнішніх колекторних навантажень транзисторів (з висновків 8 та 11 мікросхеми), а самі імпульси направлені викидами вниз від позитивного рівня (передні фронти імпульсів негативні). Еміттери транзисторів (висновки 9 і 10 мікросхеми) у разі, зазвичай, заземляються. При включенні за схемою із загальним колектором зовнішні навантаження підключаються до емітерів транзисторів і вихідні імпульси, спрямовані в цьому випадку викидами вгору (передні фронти імпульсів позитивні), знімаються з транзисторів емітерів VT1, VT2. Колектори цих транзисторів підключаються до шини живлення мікросхеми (Upom).
Вихідні імпульси інших функціональних вузлів, що входять до складу цифрової частини мікросхеми TL494, спрямовані викидами нагору, незалежно від схеми включення мікросхеми.
Тригер DD2 є двотактним динамічним D-тригером. Принцип його роботи ось у чому. По передньому (позитивному) фронту вихідного імпульсу елемента DD1 стан входу D тригера DD2 записується у внутрішній регістр. Фізично це означає, що перемикається перший із двох тригерів, що входять до складу DD2. Коли імпульс на виході елемента DD1 закінчується, то задньому (негативному) фронту цього імпульсу перемикається другий тригер у складі DD2, і стан виходів DD2 змінюється (на виході Q з'являється інформація, зчитана з входу D). Це виключає можливість появи відпирає імпульсу на основі кожного з транзисторів VT1, VT2 двічі протягом одного періоду. Дійсно, поки рівень імпульсу на вході тригера DD2 не змінився, стан його виходів не зміниться. Тому імпульс передається на вихід мікросхеми по одному з каналів, наприклад, верхньому (DD3, DD5, VT1). Коли імпульс на вході закінчується, тригер DD2 перемикається, замикає верхній і відмикає нижній канал (DD4, DD6, VT2). Тому наступний імпульс, що надходить на вхід і входи DD5, DD6 буде передаватися на вихід мікросхеми по нижньому каналу. Таким чином, кожен з вихідних імпульсів елемента DD1 своїм негативним фронтом перемикає тригер DD2 і цим змінює канал проходження наступного імпульсу. Тож у довідковому матеріалі на керуючу мікросхему вказується, що архітектура мікросхеми забезпечує придушення подвійного імпульсу, тобто. виключає поява двох відпираючих імпульсів на базі одного і того ж транзистора за період.
Розглянемо докладно період роботи цифрового тракту мікросхеми.
Поява відпираючого імпульсу на основі вихідного транзистора верхнього (VT1) або нижнього (VT2) каналу визначається логікою роботи елементів DD5, DD6 ("2АБО-НЕ") та станом елементів DD3, DD4 ("2-І"), яке, у свою чергу , визначається станом тригера DD2
Логіка роботи елемента 2-АБО-НЕ, як відомо, полягає в тому, що на виході такого елемента з'являється напруга високого рівня (логічна 1) у тому лише одному випадку, якщо на обох його входах присутні низькі рівні напруг (логічні 0). За інших можливих комбінаціях вхідних сигналів на виході елемента 2 АБО-НЕ присутній низький рівень напруги (логічний 0). Тому якщо на виході Q тригера DD2 є логічна 1 (момент ti діаграми 5 рис.13), а на виході /Q - логічний 0, то на обох входах елемента DD3 (2І) виявляться логічні 1 і, отже, логічна 1 з'явиться на виході DD3, отже, і одному з входів елемента DD5 (2АБО-НЕ) верхнього каналу. Отже, незалежно від рівня сигналу, що надходить на другий вхід цього елемента з виходу елемента DD1, станом виходу DD5 буде логічний, і транзистор VT1 залишиться в закритому стані. Станом виходу елемента DD4 буде логічний 0, т.к. логічний 0 присутній одному з входів DD4, надходячи туди з виходу /Q тригера DD2. Логічний 0 з виходу елемента DD4 надходить на один із входів елемента DD6 і забезпечує можливість проходження імпульсу через нижній канал. Цей імпульс позитивної полярності (логічна 1) з'явиться на виході DD6, а значить і на базі VT2 на час паузи між вихідними імпульсами елемента DD1 (тобто на час, коли на виході DD1 є логічний 0 - інтервал trt2 діаграми 5 рис.13 ). Тому транзисгор VT2 відкривається і його колекторі з'являється імпульс викидом вниз від позитивного рівня (у разі включення за схемою із загальним емітером).
Початок наступного вихідного імпульсу елемента DD1 (момент t2 діаграми 5 рис.13) не змінить стану елементів цифрового тракту мікросхеми, крім елемента DD6, на виході якого з'явиться логічний 0, і тому транзистор VT2 закриється. Завершення вихідного імпульсу DD1 (момент ta) зумовить зміну стану виходів тригера DD2 на протилежне (логічний 0 – на виході Q, логічна 1 – на виході /Q). Тому зміниться стан виходів елементів DD3, DD4 (на виході DD3 – логічний 0, на виході DD4 – логічна 1). Пауза, що почалася в момент!3 на виході елемента DD1 зумовить можливість відкривання транзистора VT1 верхнього каналу. Логічний 0 на виході елемента DD3 "підтвердить" цю можливість, перетворюючи її на реальну появу відпирає імпульсу на базі транзистора VT1. Цей імпульс триває до моменту U, після чого VT1 закривається і процеси повторюються.
Таким чином, основна ідея роботи цифрового тракту мікросхеми полягає в тому, що тривалість вихідного імпульсу на висновках 8 і 11 (або на висновках 9 і 10) визначається тривалістю паузи між вихідними імпульсами елемента DD1. Елементи DD3, DD4 визначають канал проходження імпульсу сигналу низького рівня, поява якого чергується на виходах Q і /Q тригера DD2, керованого тим самим елементом DD1. Елементи DD5, DD6 є схеми збігу за низьким рівнем.
Для повноти опису функціональних можливостей мікросхеми слід зазначити ще одну її особливість. Як видно з функціональної схеми малюнку входи елементів DD3, DD4 об'єднані та виведені на висновок 13 мікросхеми. Тому якщо висновок 13 подана логічна 1, то елементи DD3, DD4 працюватимуть як повторювачі інформації з виходів Q і /Q тригера DD2. При цьому елементи DD5, DD6 і транзистори VT1, VT2 будуть перемикатися зі зсувом по фазі на половину періоду, забезпечуючи роботу силової частини ДБЖ, побудованої за двотактною схемою напівмостової. Якщо висновок 13 буде подано логічний 0, то елементи DD3, DD4 будуть заблоковані, тобто. стан виходів цих елементів не змінюватиметься (постійний логічний 0). Тому вихідні імпульси елемента DD1 впливатимуть на елементи DD5, DD6 однаково. Елементи DD5, DD6, отже, і вихідні транзистори VT1, VT2, будуть перемикатися без зсуву по фазі (одночасно). Такий режим роботи керуючої мікросхеми використовується у разі, якщо силова частина ДБЖ виконана за однотактною схемою. Колектори та емітери обох вихідних транзисторів мікросхеми в цьому випадку поєднуються з метою умощування.
Як "жорстка" логічна одиниця у двотактних схемах використовується вихідна напруга
внутрішнього джерела мікросхеми Uref (висновок 13 мікросхеми поєднується з виведенням 14).
Тепер розглянемо роботу аналогового тракту мікросхеми.
Стан виходу DD1 визначається вихідним сигналом компаратора ШІМ DA2 (діаграма 4), що надходить однією з входів DD1. Вихідний сигнал компаратора DA1 (діаграма 2), що надходить на другий вхід DD1, не впливає у нормальному режимі роботи на стан виходу DD1, який визначається ширшими вихідними імпульсами ШІМ – компаратора DA2.
Крім того, з діаграм рис.13 видно, що при змінах рівня напруги на вході, що не інвертує, ШІМ компаратора (діаграма 3) ширина вихідних імпульсів мікросхеми (діаграми 12, 13) буде пропорційно змінюватися. У нормальному режимі роботи рівень напруги на неінвертуючому вході компаратора ШІМ DA2 визначається тільки вихідною напругою підсилювача помилки DA3 (т.к. вона перевищує вихідну напругу підсилювача DA4), яка залежить від рівня сигналу зворотного зв'язку на його вході, що не інвертує (висновок 1 мікросхеми). Тому при подачі сигналу зворотного зв'язку на виведення 1 мікросхеми ширина вихідних керуючих імпульсів буде змінюватися пропорційно до зміни цього сигналу зворотного зв'язку, який, у свою чергу, змінюється пропорційно змін рівня вихідної напруги ДБЖ, т.к. зворотний зв'язок заводиться саме звідти.
Проміжки часу між вихідними імпульсами на висновках 8 і 11 мікросхеми, коли обидва вихідні транзистори VT1 ​​і VT2 її закриті, називаються "мертвими зонами".
Компаратор DA1 називається компаратором "мертвої зони", т.к. він визначає мінімально можливу її тривалість. Пояснимо це докладніше.
З часових діаграм рис.13 випливає, що якщо ширина вихідних імпульсів ШІМ-комп'ютера DA2 буде в силу будь-яких причин зменшуватися, то починаючи з деякої ширини цих імпульсів вихідні імпульси компаратора DA1 стануть ширшими за вихідні імпульси ШІМ-компаратора DA2 і почнуть визначати стан виходу логічного елемента DD1, отже и. ширину вихідних імпульсів мікросхеми Іншими словами, компаратор DA1 обмежує ширину вихідних імпульсів мікросхеми на певному максимальному рівні. Рівень обмеження визначається потенціалом на неинвенти-рующем вході компаратора DA1 (виведення 4 мікросхеми) в режимі, що встановився. Однак, з іншого боку, потенціал на виведенні 4 визначатиме діапазон широтного регулювання вихідних імпульсів мікросхеми. При збільшенні потенціалу висновку 4 цей діапазон звужується. Найширший діапазон регулювання виходить тоді, коли потенціал на виведенні 4 дорівнює 0.
Однак у цьому випадку виникає небезпека, пов'язана з тим, що ширина "мертвої зони" може стати рівною 0 (наприклад, у разі значного зростання споживаного ДБЖ струму). Це означає, що керуючі імпульси на висновках 8 і 11 мікросхеми слідуватимуть безпосередньо один за одним. Тому може виникнути ситуація, відома під назвою "пробою по стійці". Вона пояснюється інерційністю силових транзисторів інвертора, які можуть відкриватися і закриватися миттєво. Тому, якщо одночасно на базу відкритого до цього транзистора подати замикаючий сигнал, а на базу закритого транзистора - отпирающий (тобто з нульовою "мертвою зоною"), то вийде ситуація, коли один транзистор ще не закрився, а інший вже відкритий. Тоді і виникає пробій по транзисторній стійці напівмосту, який полягає у протіканні наскрізного струму через обидва транзистори. Струм цей, як видно із схеми рис. 5, мине первинну обмотку силового трансформатора і практично нічим не обмежений. Захист струму у разі не працює, т.к. Струм не протікає через струмовий датчик (на схемі не показаний; конструкція і принцип дії застосовуваних струмових датчиків будуть докладно розглянуті в наступних розділах), а значить, цей датчик не може видати сигнал на схему управління. Тому наскрізний струм досягає великої величини за дуже короткий проміжок часу. Це призводить до різкого зростання потужності, що виділяється на обох силових транзисторах, і практично миттєвого виходу їх з ладу (як правило, пробій). Крім того, кидком наскрізного струму можуть бути виведені з ладу діоди силового моста, що випрямляє. Цей процес закінчується перегоранням мережного запобіжника, який через свою інерційність не встигає захистити елементи схеми, а лише захищає від навантаження первинну мережу.
Тому керуюча напруга; подане на бази силових транзисторів має бути сформовано таким чином, щоб спочатку надійно закривався один із цих транзисторів, а вже потім відкривався б інший. Іншими словами, між керуючими імпульсами, що подаються на бази силових транзисторів обов'язково повинен бути тимчасовий зсув, не рівний нулю ("мертва зона"). Мінімальна допустима тривалість "мертвої зони" визначається інерційністю застосовуваних як силові ключі транзисторів.
Архітектура мікросхеми дозволяє регулювати величину мінімальної тривалості "мертвої зони" за допомогою потенціалу виведення 4 мікросхеми. Потенціал цей визначається за допомогою зовнішнього дільника, що підключається до шини вихідної напруги внутрішнього опорного джерела мікросхеми Uref.
У деяких варіантах ДБЖ такий дільник відсутній. Це означає, що після завершення процесу плавного пуску (див. нижче) потенціал на виведенні 4 мікросхеми стає рівним 0. У цих випадках мінімально можлива тривалість "мертвої зони" все ж таки не стане рівною 0, а визначатиметься внутрішнім джерелом напруги DA7 (0, 1В), який підключений до неінвертуючого входу компаратора DA1 своїм позитивним полюсом, і висновку 4 мікросхеми - негативним. Таким чином, завдяки включенню цього джерела ширина вихідного імпульсу компаратора DA1, а значить і ширина "мертвої зони", за жодних умов не може стати рівною 0, а значить "пробою по стійці" буде неможливий. Іншими словами, в архітектуру мікросхеми закладено обмеження максимальної тривалості її вихідного імпульсу (мінімальної тривалості "мертвої зони"). Якщо є дільник, підключений до виведення 4 мікросхеми, то після плавного пуску потенціал цього виводу не дорівнює 0, тому ширина вихідних імпульсів компаратора DA1 визначається не тільки внутрішнім джерелом DA7, а й залишковим (після завершення процесу плавного запуску) потенціалом на виведенні 4. при цьому, як було зазначено вище, звужується динамічний діапазон широтного регулювання ШІМ компаратора DA2.

СХЕМА ПУСКУ

Схема пуску призначена для отримання напруги, яким можна було б запитати керуючу мікросхему з метою її запуску після включення ШВП в мережу живлення. Тому під пуском мається на увазі запуск у роботу в першу чергу керуючої мікросхеми, без нормального функціонування якої неможлива робота силової частини та всієї схеми ДБЖ загалом.
Схема пуску може бути побудована двома різними способами:
із самозбудженням;
із примусовим збудженням.
Схема із самозбудженням використовується, наприклад, в ДБЖ GT-150W (рис.14). Випрямлена напруга мережі Uep подається на резистивний дільник R5, R3, R6, R4, який є базовим для обох ключових силових транзисторів Q1, Q2. Тому через транзистори під впливом сумарної напруги на конденсаторах С5, С6 (Uep) починає протікати базовий струм по ланцюгу (+)С5 - R5 - R7 - 6-е Q1 - R6 - R8 - 6-е Q2 - "загальний провід" первинної сторони - (-) С6.
Обидва транзистори відкриваються цим струмом. В результаті через ділянки колектор-емітер обох транзисторів починають протікати струми взаємно протилежних напрямків по ланцюгах:
через Q1: (+) С5 - шина +310 В - к-е Q1 - 5-6 Т1 -1-2 Т2-С9- (-) С5.
через Q2: (+) С6 - С9 - 2-1 Т2 - 6-5 Т1 - к-е Q2 - "загальний провід" первинної сторони - (-) С6.

Малюнок 14. Схема запуску із самозбудженням ДБЖ GT-150W.

Якби обидва струми, що протікають через додаткові (пускові) витки 5-6 Т1 в протилежних напрямках, були б рівні, то результуючий струм дорівнював би 0, і схема не змогла б запуститися.
Проте з технологічного розкиду коефіцієнтів посилення струму транзисторів Q1, Q2 завжди якийсь із цих струмів більше іншого, т.к. транзистори відкриті різною мірою. Тому результуючий струм через витки 5-6 Т1 не дорівнює 0 і має той чи інший напрямок. Припустимо, що переважає струм через транзистор Q1 (тобто Q1 відкритий більшою мірою, ніж Q2) і, отже, струм протікає у бік від виведення 5 до виведення 6 Т1. Подальші міркування ґрунтуються на цьому припущенні.
Однак, заради справедливості слід зазначити, що переважним може виявитися і струм через транзистор Q2, і тоді всі ці процеси будуть ставитися до транзистора Q2.
Протікання струму через витки 5-6 Т1 викликає виникнення ЕРС взаємоіндукції на всіх обмотках керуючого трансформатора Т1. При цьому (+) ЕРС виникає на висновку 4 щодо виведення 5 і в базу Q1 під впливом цієї ЕРС тече додатково струм, що його відкриває по ланцюгу: 4 Т1 - D7-R9-R7-6-3 Q1 - 5 Т1.
Одночасно на виведенні 7 Т1 з'являється (-) ЕРС щодо виведення 8, тобто. полярність цієї ЕРС виявляється замикає Q2 і він закривається. Далі набуває чинності позитивний зворотний зв'язок (ПОС). Дія її полягає в тому, що при зростанні струму через ділянку колектор-емітер Q1 і витки 5-6 Т1 на обмотці 4-5 Т1 діє зростаюча ЕРС, яка, створюючи додатковий базовий струм для Q1, ще більшою мірою відкриває його. Процес цей розвивається лавиноподібно (дуже швидко) і призводить до повного відкривання Q1 та замикання Q2. Через відкритий Q1 і первинну обмотку 1-2 силового імпульсного трансформатора Т2 починає протікати струм, що лінійно наростає, що викликає появу імпульсу ЕРС взаємоіндукції на всіх обмотках Т2. Імпульс з обмотки 7-5 Т2 заряджає накопичувальну ємність С22. На С22 з'являється напруга, яка подається як живильного на висновок 12 керуючої мікросхеми IC1 типу TL494 і на каскад. Мікросхема запускається і генерує на своїх висновках 11, 8 прямокутні послідовності імпульсів, якими через каскад (Q3, Q4, Т1) починають перемикатися силові ключі Q1, Q2. На всіх обмотках силового трансформатора Т2 виникають імпульсні ЕРС номінального рівня. У цьому ЭРС з обмоток 3-5 і 7-5 постійно підживлюють С22, підтримуючи у ньому постійний рівень напруги (близько +27В). Іншими словами, мікросхема по кільцю зворотного зв'язку починає запитувати сама себе (самопідживлення). Блок виходить на робочий режим. Напруга живлення мікросхеми та узгоджувального каскаду є допоміжною, діє тільки всередині блоку і зазвичай називається Upom.
Ця схема може мати деякі різновиди, як, наприклад, в імпульсному блоці живлення LPS-02-150XT (виробництво Тайвань) для комп'ютера Мазовія СМ1914 (рис.15). У цій схемі початковий поштовх для розвитку процесу запуску виходить за допомогою окремого однопівперіодного випрямляча D1, С7, який запитує перший позитивний півперіод мережі базовий для силових ключів резистивний дільник. Це прискорює запуску, т.к. первісне відмикання одного з ключів відбувається паралельно із зарядкою згладжуючих конденсаторів великої ємності. В іншому схема працює аналогічно до розглянутої вище.

Рисунок 15. Схема запуску із самозбудженням в імпульсному блоці живлення LPS-02-150XT

Така схема використовується, наприклад, в ДБЖ PS-200B фірми LING YIN GROUP (Тайвань).
Первинна обмотка спеціального пускового трансформатора Т1 включається на половину напруга мережі (при номіналі 220В) або на повну (при номіналі 110В). Це робиться з тих міркувань, щоб амплітуда змінної напруги на вторинній обмотці Т1 не залежала б від номіналу мережі живлення. Через первинну обмотку Т1 при включенні ДБЖ у мережу протікає змінний струм. На вторинній обмотці 3-4 Т1 тому наводиться змінна синусоїдальна ЕРС з частотою мережі живлення. Струм, що протікає під впливом цієї ЕРС, випрямляється спеціальною схемою мостової на діодах D3-D6 і згладжується конденсатором С26. На С26 виділяється постійна напруга близько 10-11В, яке подається як живильний на висновок 12 керуючої мікросхеми U1 типу TL494 і на каскад. Паралельно з цим процесом відбувається заряд конденсаторів фільтра, що згладжує. Тому на момент подачі харчування на мікросхему силовий каскад також виявляється запитаним. Мікросхема запускається і починає генерувати на своїх висновках 8, 11 послідовності прямокутних імпульсів, якими через каскад, що узгоджує, починають перемикатися силові ключі. В результаті з'являються вихідні напруги блоку. Після виходу на режим самопідживлення мікросхеми проводиться з шини вихідної напруги +12В через діод D8, що розв'язує. Так як ця напруга самопідживлення трохи перевищує вихідну напругу випрямляча D3-D5, то діоди цього пускового випрямляча замикаються, і він надалі не впливає на роботу схеми.
Необхідність зворотного зв'язку через діод D8 не є обов'язковою. У схемах деяких ДБЖ, де застосовується примусове порушення, такий зв'язок відсутня. Керуюча мікросхема та узгоджуючий каскад протягом усього часу роботи запитуються з виходу пускового випрямляча. Однак рівень пульсації на шині Upom у цьому випадку виходить дещо більшим, ніж у разі живлення мікросхеми з шини вихідної напруги +12В.
Підсумовуючи описи схем запуску, можна назвати основні особливості їх побудови. У схемі із самозбудженням проводиться початкове перемикання силових транзисторів, результатом чого є поява напруги живлення мікросхеми Upom. У схемі з примусовим збудженням спочатку отримують Upom, а вже як результат – перемикання силових транзисторів. Крім того, у схемах із самозбудженням напруга Upom зазвичай має рівень близько +26В, а у схемах із примусовим збудженням - близько +12В.
Схема з примусовим збудженням (з окремим трансформатором) наведено на рис.16.

Рисунок 16. Схема запуску із примусовим збудженням імпульсного блоку живлення PS-200B (LING YIN GROUP).

УГОДНИЙ КАСКАД

Для узгодження та розв'язки потужного вихідного каскаду від малопотужних ланцюгів управління служить узгоджуючий каскад.
Практичні схеми побудови узгоджувального каскаду в різних ДБЖ можна поділити на два основні варіанти:
транзисторний варіант, де як ключі використовуються зовнішні транзистори в дискретному виконанні;
бестранзисторний варіант, де як ключі використовуються вихідні транзистори самої керуючої мікросхеми VT1, VT2 (в інтегральному виконанні).
Крім того, ще однією ознакою, за якою можна класифікувати каскади, що узгоджують, є спосіб управління силовими транзисторами напівмостового інвертора. За цією ознакою всі узгоджувальні каскади можна поділити на:
каскади із загальним управлінням, де управління обома силовими транзисторами проводиться за допомогою одного загального для них керуючого трансформатора, який має одну первинну і дві вторинні обмотки;
каскади з роздільним управлінням, де керування кожним із силових транзисторів виробляється з допомогою окремого трансформатора, тобто. у погодному каскаді є два управляючі трансформатори.
Виходячи з обох класифікацій узгоджуючий каскад може бути виконаний одним із чотирьох способів:
транзисторний із загальним управлінням;
транзисторний із роздільним управлінням;
бестранзисторний із загальним управлінням;
бестранзисторний із роздільним управлінням.
Транзисторні каскади з роздільним управлінням використовуються рідко, або взагалі не використовуються. Авторам не довелося зіткнутися з таким варіантом виконання каскаду. Інші три варіанти зустрічаються більш менш часто.
У всіх випадках зв'язок із силовим каскадом здійснюється трансформаторним методом.
При цьому трансформатор виконує дві основні функції: посилення керуючого сигналу струму (за рахунок ослаблення напруги) і гальванічної розв'язки. Гальванічна розв'язка необхідна тому, що керуюча мікросхема і каскад, що узгоджують, знаходяться на вторинній стороні, а силовий каскад - на первинній стороні ДБЖ.
Розглянемо роботу кожного зі згаданих варіантів узгоджувального каскаду на конкретних прикладах.
У транзисторній схемі із загальним управлінням як узгоджувальний каскад використовується двотактний трансформаторний попередній підсилювач потужності на транзисторах Q3 і Q4 (рис.17).

Рисунок 17. Погоджувальний каскад імпульсного блоку живлення KYP-150W (транзисторна схема із загальним керуванням).

Рисунок 18. Реальна форма імпульсів на колекторах

Струми через діоди D7 і D9, що протікають під впливом магнітної енергії, запасеної в сердечнику DT, мають вигляд експонентів, що спадають. У сердечнику DT під час протікання струмів через діоди D7 і D9 діє змінний (спадаючий) магнітний потік, що і зумовлює появу імпульсів ЕРС на його вторинних обмотках.
Діод D8 усуває вплив каскаду на керуючу мікросхему через загальну шину живлення.
Інший різновид транзисторного узгоджувального каскаду із загальним управлінням використовується в імпульсному блоці живлення ESAN ESP-1003R (рис.19). Першою особливістю цього варіанта є те, що вихідні транзистори VT1, VT2 мікросхеми включені як емітерні повторювачі. Вихідні сигнали знімаються з 9 висновків, 10 мікросхеми. Резистори R17, R16 і R15, R14 є емітерними навантаженнями транзисторів VT1 і VT2 відповідно. Ці ж резистори утворюють базові дільники для транзисторів Q3, Q4, які працюють у ключовому режимі. Ємності С13 та С12 є форсуючими та сприяють прискоренню процесів перемикання транзисторів Q3, Q4. Другий характерною особливістю цього каскаду є те, що первинна обмотка трансформатора DT, що управляє, не має виводу від середньої точки і підключена між колекторами транзисторів Q3, Q4. Коли вихідний транзистор VT1 керуючої мікросхеми відкривається, то опиняється напругою Upom базовий для транзистора Q3 дільник R17, R16. Тому через керуючий перехід Q3 протікає струм і він відкривається. Прискоренню цього процесу сприяє форсуюча ємність С13, яка забезпечує подачу в базу Q3 струму, що відмикає, в 2-2,5 рази перевищує встановилося значення. Результатом відкривання Q3 є те, що первинна обмотка 1-2 DT своїм виведенням 1 підключається до корпусу. Так як другий транзистор Q4 замкнений, то через первинну обмотку DT починає протікати струм, що наростає, по ланцюгу: Upom - R11 - 2-1 DT - до-е Q3 - корпус.

Рисунок 19. Узгоджуючий каскад імпульсного блоку живлення ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (транзисторна схема із загальним керуванням).

На вторинних обмотках 3-4 та 5-6 DT з'являються імпульси ЕРС прямокутної форми. Напрямок намотування вторинних обмоток DT різний. Тому один із силових транзисторів (на схемі не показано) отримає базовий імпульс, що відкриває, а інший - закриває. Коли VT1 ​​керуючої мікросхеми різко закривається, слідом за ним також різко закривається і Q3. Прискорення процесу закривання сприяє форсуюча ємність С13, напруга з якої прикладається до переходу база-емітер Q3 в полярності, що закриває. Далі триває "мертва зона", коли обидва вихідні транзистори мікросхеми закриті. Далі відкривається вихідний транзистор VT2, отже виявляється запитаним напругою Upom базовий другого транзистора Q4 дільник R15, R14. Тому Q4 відкривається і первинна обмотка 1-2 DT виявляється підключена до корпусу іншим своїм кінцем (висновком 2), тому через неї починає протікати наростаючий струм протилежного попереднього випадку напрямку по ланцюгу: Upom -R10- 1-2 DT - к-е Q4 - "корпус".
Тому полярність імпульсів на вторинних обмотках DT змінюється, і що відкриває імпульс отримає другий силовий транзистор, але в основі першого діятиме імпульс закриває полярності. Коли VT2 керуючої мікросхеми різко закривається, слідом за ним також різко закривається Q4 (за допомогою форсуючої ємності С12). Далі знову триває "мертва зона", після чого процеси повторюються.
Таким чином, основна ідея, закладена в роботу цього каскаду, полягає в тому, що змінний магнітний потік у сердечнику DT вдається отримати завдяки тому, що первинна обмотка DT підключається до корпусу одним, то іншим своїм кінцем. Тому через неї протікає змінний струм без постійної складової при однополярному живленні.
У бестранзисторних варіантах узгоджувальних каскадів ДБЖ як транзисторів узгоджувального каскаду, як це було зазначено раніше, використовуються вихідні транзистори VT1, VT2 керуючої мікросхеми. В цьому випадку дискретні транзистори узгоджувального каскаду відсутні.
Бестранзисторна схема із загальним управлінням використовується, наприклад, у схемі ДБЖ PS-200В. Вихідні транзистори мікросхеми VT1, VT2 навантажуються колекторами первинними напівобмотками трансформатора DT (рис.20). Живлення подається до середньої точки первинної обмотки DT.

Рисунок 20. Погоджувальний каскад імпульсного блоку живлення PS-200B (бестранзисторна схема із загальним керуванням).

Коли відкривається транзистор VT1, то струм, що наростає, протікає через цей транзистор і напівобмотку 1-2 керуючого трансформатора DT. На вторинних обмотках DT з'являються керуючі імпульси, що мають таку полярність, що один із силових транзисторів інвертора відкривається, а інший закривається. Після закінчення імпульсу VT1 різко закривається, струм через напівобмотку 1-2 DT перестає протікати, тому зникає ЕРС на вторинних обмотках DT, що призводить до закривання силових транзисторів. Далі триває "мертва зона", коли обидва вихідні транзистори VT1, VT2 мікросхеми закриті, і струм через первинну обмотку DT не протікає. Далі відкривається транзистор VT2 і струм, наростаючи в часі, протікає через цей транзистор і напівобмотку 2-3 DT. Магнітний потік, створюваний цим струмом у сердечнику DT, має протилежне попередньому випадку напрямок. Тому на вторинних обмотках DT наводяться ЕРС протилежної попередньому випадку полярності. В результаті відкривається другий транзистор напівмостового інвертора, а на базі першого імпульс має закриває його полярність. Коли VT2 керуючої мікросхеми закривається, струм через нього та первинну обмотку DT припиняється. Тому зникають ЕРС на вторинних обмотках DT, і силові транзистори інвертора знову закриті. Далі знову триває "мертва зона", після чого процеси повторюються.
Основна ідея побудови цього каскаду полягає в тому, що змінний магнітний потік в сердечнику трансформатора, що управляє, вдається отримати завдяки подачі харчування в середню точку первинної обмотки цього трансформатора. Тому струми протікають через напівобмотки з однаковим числом витків у різних напрямках. Коли обидва вихідні транзистори мікросхеми закриті ("мертві зони"), магнітний потік у сердечнику DT дорівнює 0. Почергове відкривання транзисторів викликає почергову появу магнітного потоку то однієї, то іншої напівобмотки. Результуючий магнітний потік у сердечнику виходить змінним.
Останній із зазначених різновидів (бестранзисторна схема з роздільним управлінням) використовується, наприклад, в ДБЖ комп'ютера Appis (Перу). У цій схемі є два управляючі трансформатори DT1, DT2, первинні напівобмотки яких є колекторними навантаженнями для вихідних транзисторів мікросхеми (рис.21). У цій схемі керування кожним із двох силових ключів здійснюється через окремий трансформатор. Живлення подається на колектори вихідних транзисторів мікросхеми із загальної шини Upom через середні точки первинних обмоток управляючих трансформаторів DT1, DT2.
Діоди D9, D10 з відповідними частинами первинних обмоток DT1, DT2 утворюють схеми розмагнічування сердечників. Зупинимося на цьому питанні докладніше.

Рисунок 21. Погоджувальний каскад імпульсного блоку живлення "Appis" (бестранзисторна схема з роздільним управлінням).

Узгоджуючий каскад (рис.21) насправді є два незалежних однотактних прямоходових перетворювача, т.к. відкриває струм протікає основою силового транзистора під час відкритого стану узгоджувального транзистора, тобто. узгоджуючий та пов'язаний з ним через трансформатор силовий транзистор відкриті одночасно. При цьому обидва імпульсні трансформатори DT1, DT2 працюють з постійною складовою струму первинної обмотки, тобто. з вимушеним підмагнічуванням. Якщо не передбачити спеціальних заходів з розмагнічування сердечників, то вони увійдуть у магнітне насичення за кілька періодів роботи перетворювача, що призведе до значного зменшення індуктивності первинних обмоток і виходу з ладу транзисторів VT1, VT2, що перемикають. Розглянемо процеси, які у перетворювачі на транзисторі VT1 і трансформаторі DT1. Коли транзистор VT1 відкривається, через нього і первинну обмотку 1-2 DT1 протікає струм, що лінійно наростає, по ланцюгу: Upom -2-1 DT1 - к-е VT1 - "корпус".
Коли отпирающий імпульс з урахуванням VT1 закінчується, він різко закривається. Струм через обмотку 1-2 DT1 припиняється. Однак ЕРС на обмотці 2-3 DT1, що розмагнічує, при цьому змінює полярність, і через цю обмотку і діод D10 протікає розмагнічуючий сердечник DT1 струм по ланцюгу: 2 DT1 - Upom - С9- "корпус"- D10-3DT1.
Струм цей - лінійно спадаючий, тобто. похідна магнітного потоку через сердечник DT1 змінює знак, і сердечник розмагнічується. Таким чином, під час цього зворотного такту відбувається повернення надлишкової енергії, запасеної в сердечнику DT1 за час відкритого стану транзистора VT1, в джерело (заряджається накопичувальний конденсатор С9 шини Upom).
Однак такий варіант реалізації каскаду, що погоджує, найменш переважний, т.к. обидва трансформатори DT1, DT2 працюють з недовикористанням по індукції та з постійною складовою струму первинної обмотки. Перемагнічування сердечників DT1, DT2 відбувається за приватним циклом, що охоплює лише позитивні значення індукції. Магнітні потоки в сердечниках внаслідок цього виходять пульсуючими, тобто. містять постійну складову. Це призводить до завищених масогабаритних показників трансформаторів DT1, DT2 і, крім того, в порівнянні з іншими варіантами узгоджувального каскаду, тут потрібно два трансформатори замість одного.